DE19860094A1 - Datenübertragungseinrichtung und Verfahren zur Störungsunterdrückung durch adaptive Entzerrung in einem Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum - Google Patents

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Datenüber­ tragungssysteme. Die vorliegende Erfindung betrifft speziell eine Datenübertragungseinrichtung und Verfahren zur Störungs­ unterdrückung durch adaptive Entzerrung in einem Datenüber­ tragungssystem mit gespreiztem Spektrum.

Hintergrund der Erfindung

In einem Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum enthalten Abwärtsverbindungsübertragungen von einer Basissta­ tion zu einer Mobilstation einen Pilotkanal und eine Vielzahl von Verkehrskanälen. Der Pilotkanal wird durch alle Nutzer entschlüsselt. Jeder Verkehrskanal ist zur Entschlüsselung durch einen einzigen Nutzer vorgesehen. Deswegen wird jeder Verkehrskanal verschlüsselt, indem ein Kode verwendet wird, der sowohl der Basisstation als auch der Mobilstation bekannt ist. Der Pilotkanal wird verschlüsselt, indem ein Kode verwendet wird, der der Basisstation und allen Mobilstationen bekannt ist. Die Verschlüsselung der Pilot- und Verkehrskanäle spreizen das Spektrum der Übertragungen im System.

Ein Beispiel eines Datenübertragungssystems mit gespreiztem Spektrum ist ein zellulares Funktelefonsystem nach dem Vorläufigen Standard IS-95 der Vereinigung der Datenfernüber­ tragungsindustrie/Vereinigung der Elektronischen Industrie (TIA/EIA) "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" ("Mobilstation/Feststation Kompatibilitätsstandard für ein Zellulares System mit Dualmodus-Breitband-Spreizspek­ trum") ("IS-95"). Einzelne Nutzer im System nutzen die gleiche Frequenz, sind aber durch die Benutzung individueller Spreizkodes untereinander unterscheidbar. Andere Systeme mit gespreiztem Spektrum enthalten Funktelefonsysteme, die auf 1900 MHz arbeiten, die gewöhnlich als DCS1900 bezeichnet werden. Andere Funk- und Funktelefonsysteme verwenden ebenso Spreizspektrumtechniken.

Der IS-95 ist ein Beispiel eines Direktfolge-Kodemehrfachzu­ griff (DS-CDMA) Datenübertragungssystems. In einem DS-CDNA System werden die Übertragungen durch einen Pseudozufalls­ rausch- (PN) Kode gespreizt. Daten werden um Chips gespreizt, wobei der Chip das Grundelement des Spreizspektrums mit einer minimalen Dauer ist. Mobilstationen zur Verwendung in einem Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum haben RAKE- Empfänger (Rechenempfänger) verwendet. Ein RAKE-Empfänger ist eine Form eines Empfängers mit angepaßtem Filter, der zwei oder mehrere Empfängerfinger enthält, die unabhängig Hochfre­ quenz- (RF) Signale empfangen. Jeder Finger schätzt Kanalver­ stärkung und Phase ab und demoduliert die RF-Signale, um Verkehrszeichen zu erzeugen. Die Verkehrszeichen der Empfän­ gerfinger werden in einem Zeichenkombinierer zusammengesetzt, um ein Empfangssignal zu erzeugen.

Ein RAKE-Empfänger wird in einem Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum verwendet, um Mehrwegestrahlen zusammen­ zusetzen und um dadurch die Kanalvielfalt auszunutzen. Mehrwegestrahlen enthalten Sichtlinienstrahlen, die direkt vom Sender empfangen werden, und Strahlen, die von Gegenstän­ den und der Umgebung reflektiert werden. Die Mehrwegestrah­ len, die beim Empfänger empfangen werden, sind zeitlich verschieden. Der Zeitunterschied oder die Zeitdifferenz ist typischerweise in der Größenordnung von einigen Chipzeiten. Durch die Zusammensetzung der Ausgänge des RAKE-Empfängers erreicht der RAKE-Empfänger eine Wegevielfalt.

Im allgemeinen sind die RAKE-Empfängerfinger dem stärksten Satz der Mehrwegestrahlen zugewiesen. Das heißt, der Empfän­ ger lokalisiert lokale Maxima des empfangenen Signals. Ein erster Finger ist zugewiesen, das stärkste Signal zu empfan­ gen, ein zweiter Finger ist zugewiesen, das nächststärkste Signal zu empfangen, usw. Wenn sich die Stärke des empfange­ nen Signals auf Grund von Schwankungen und anderen Ursachen verändert, werden die Fingerzuweisungen verändert. Nach der Fingerzuweisung verändern sich die Standorte der Maxima zeitlich langsam und diese Standorte werden durch Zeitverfol­ gungsschaltungen in jedem zugewiesenen Finger verfolgt.

Eine Begrenzung der Leistungsfähigkeit eines DS-CDMA Empfän­ gers ist die Mehrfachzugriffstörung oder Rauschen am Empfän­ ger. Es gibt im allgemeinen zwei Quellen der Mehrfachzu­ griffstörung bei der Vorwärtsverbindung von der Basisstation zur Teilnehmereinheit. Die erste Quelle ist ein Mehrwege­ signal, das von der gleichen Basisstation oder dem gleichen Sektor der gleichen Basisstation stammt, wie das interessie­ rende Empfangssignal. Die Mehrwegeverkehrssignale, die von der Basisstation gesendet werden, sind am Sender der Basis­ station orthogonal, denn die umhüllenden Walsh-Kodes sind orthogonal. Im RAKE-Empfänger wird die Störung von orthogonal empfangenen Verkehrssignalen vollkommen unterdrückt. Der Mehrfachweg im Kanal zwischen der Basisstation und dem Empfänger zerstört jedoch die Orthogonalität der Walsh-Kodes durch die Einführung einer Zeitverzögerung. Als Ergebnis wird eine geringe Mehrfachzugriffstörung eingeführt.

Eine zweite Quelle der Mehrfachzugriffstörung ist die Störung von anderen Sektoren, sowohl von denjenigen Sektoren, die im Zustand des sanften Kanalwechsels mit der Teilnehmereinheit sind, als auch von denjenigen Sektoren, die nicht im Zustand des sanften Kanalwechsels mit der Teilnehmereinheit sind. Die Signale, die aus benachbarten Sektoren übertragen werden, sind nicht orthogonal, ungeachtet des Kanals, und eine geringe Mehrfachzugriffstörung wird am Empfänger eingeführt. Unter diesen Umständen ist die Leistungsfähigkeit der RAKE- Empfänger durch die Mehrfachzugriffstörung begrenzt.

Dementsprechend gibt es in der Technik einen Bedarf nach einem verbesserten Störungsunterdrückungsverfahren für DS- CDMA Systeme.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Eigenschaften der vorliegenden Erfindung, von denen angenommen wird, daß sie neuartig sind, werden in den angefügten Ansprüchen ausführlich dargestellt. Die Erfindung kann zusammen-mit weiteren Gegenständen und deren Vorteilen am besten durch Inbezugnahme auf die folgende Beschreibung verstanden werden, die in Verbindung mit begleitenden Zeichnungen erfolgte, wobei in den verschiedenen Figuren gleiche Bezugsnumerierungen identische Baugruppen identifi­ zieren.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Er­ findung;

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Er­ findung;

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer dritten Ausführung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Er­ findung;

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Datenübertragungssystems mit gespreiztem Spektrum;

Fig. 5A zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5B zeigt einen Viterbi-Dekodierer 529, der in Verbindung mit dem Empfänger der Fig. 5A verwendet werden kann;

Fig. 5C zeigt einen Dekodierer, der in Verbindung mit dem Empfänger 500 der Fig. 5A verwendet werden kann;

Fig. 6 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführung

Zunächst bezugnehmend auf Fig. 1, ein Empfänger 100 enthält eine Abtasteinrichtung 102, einen adaptiven Entzerrer 104, einen Entspreizer 106, einen Verkehrskanaldemodulator 108, einen Pilotkanaldemodulator 110 und ein Summierglied 112. Der Empfänger 100 empfängt Spreizspektrumsignale an einem Eingang 114 und erzeugt einen demodulierten Verkehrskanal an einem Ausgang 116. In der erläuterten Ausführung ist der Empfänger 100 für die Verwendung in einem DS-CDMA Datenübertragungs­ system nach dem Vorläufigen Standard IS-95 der Vereinigung der Nachrichtenfernübertragungsindustrie/Vereinigung der elektronischen Industrie (TIA/EIA) "Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" ("IS-95") geeignet. Ein solches System enthält eine Vielzahl von Basisstationen, die jeweils Funktelefondienst für eine bestimmte geographische Region für Mobilstationen in dieser Region gewährleisten. Der Empfänger 100 ist im besonderen gut geeignet für den Empfang der IS-95 Abwärtsverbindung von einer entfernten Basisstation zu einer Mobilstation. Der Empfänger ist jedoch in jedem geeigneten System mit gespreiztem Spektrum verwendbar.

Die Spreizspektrumsignale, die am Eingang 114 empfangen werden, enthalten im allgemeinen eine Vielzahl von Kanälen. In einem IS-95 System enthalten diese Signale einen Pilot­ kanal oder Pilotsignal, einen Funkrufkanal und eine Vielzahl von Verkehrskanälen oder Verkehrssignalen. Der Pilotkanal bildet einen Steuerkanal. Er wird für den Systemzugriff verwendet und enthält keine Verkehrsdaten. Die Vielzahl der Kanäle sind alle im wesentlichen orthogonal' was bedeutet, die Kreuzkorrelation von jeweils zwei Kanälen ist im wesent­ lichen Null. In einem IS-95 System besteht zum Beispiel die Abwärtsverbindung aus bis zu 64 logischen Kanälen (Kodekanälen). Die Kanäle sind dahingehend unabhängig, da sie unterschiedliche Datenströme transportieren. Die Kodekanäle werden von einem aus einer Menge von 64 Walsh-Kodes oder Hadamard-Kodes umhüllt. Der Pilotkanal wird durch Walsh(0) umhüllt und die Verkehrskanäle werden durch Walsh-Kodes umhüllt, die dem Empfänger 100 bekannt sind. Da die Walsh- Kodes orthogonal sind, sind die Übertragungskanäle orthogo­ nal.

Die Abtasteinrichtung 102 wandelt das empfangene Spreizspek­ trumsignal in ein zeitdiskretes Signal bei der Abtastrate um. In der erläuterten Ausführung ist die Abtastrate typischer­ weise zumindest das Doppelte der Chiprate, die für ein IS-95 System 1,2288 Mega-Chips pro Sekunde ist, was gleichbedeutend mit einer Chipzeit von 0,814 usec/Chip ist. Die Chiprate ist schneller als die Zeichenrate. Im IS-95 gibt es 64 Chips/Zeichen. Die Abtastrate kann alternativ das Vierfache der Chiprate sein, das Achtfache oder noch höher sein.

Der adaptive Entzerrer 104 hat einen Eingang 118 für den Empfang des Spreizspektrumsignals und einen Eingang 120 für den Empfang eines Fehlersignals 124. Der adaptive Entzerrer unterdrückt die Störung des Spreizspektrumsignals, um an einem Ausgang 122 ein entzerrtes Signal 126 zu erzeugen. Der adaptive Entzerrer 104 ist durch die Gleichung

definiert, wobei c_m, -L≦m≦L die n Koeffizienten des Entzer­ rers sind. Der adaptive Entzerrer 104 kann als ein endlicher transversaler Filter oder durch jeden anderen geeigneten Aufbau realisiert werden. Der adaptive Entzerrer 104 paßt die Koeffizienten des Filters an, um den mittleren quadratischen Fehler infolge von Rauschen, Störungen und Zwischenzeichen­ störungen am Ausgang 122 zu minimieren. Die Anpassung des adaptiven Entzerrers 104 wird durch das Fehlersignal 124 gesteuert, das dem Entzerrer anzeigt, in welcher Richtung die Koeffizienten verschoben werden sollten, um die Daten am Ausgang 122 genauer darzustellen. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung paßt sich der adaptive Entzerrer 104 an, indem ein durch den Empfänger 100 empfangener Pilotkanal verwendet wird, und erzeugt ein entzerrtes Signal.

Der Entspreizer 106 ist an den adaptiven Entzerrer 104 geschaltet und entspreizt das entzerrte Signal 126 in Reaktion auf eine vorbestimmte Spreizfolge. Die Spreizfolge wird von dem Sender, wie beispielsweise eine Basisstation in einem zellularen Datenübertragungssystem, und dem Empfänger gemeinsam benutzt.

Der Verkehrskanaldemodulator 108 demoduliert das entzerrte Signal 126, um einen oder mehrere Verkehrskanäle zu erzeugen. Der Verkehrskanaldemodulator 108 enthält einen Entspreizer 130 und ein Summierglied 132. Der Entspreizer 130 entspreizt das entzerrte Signal durch die Anwendung des geeigneten Walsh-Kodes. Der Walsh-Kode wird durch das Datenübertragungs­ system, in dem der Empfänger 100 arbeitet, spezifiziert. Jeder Verkehrskanal wird eindeutig einem Walsh-Kode zugewie­ sen und die Kennzeichnung des geeigneten Walsh-Kodes wird an den Empfänger 100 übertragen, so daß der Empfänger seinen zugewiesenen Verkehrskanal demodulieren kann. Das Summier­ glied 132 summiert Chips über einem vorbestimmten Intervall auf, wie beispielsweise 64 Chips, um am Ausgang 116 ein demoduliertes Datenzeichen zu erzeugen.

Der Pilotkanaldemodulator 110 arbeitet ähnlich wie der Verkehrskanaldemodulator 108. Der Pilotkanaldemodulator 110 demoduliert das entzerrte Signal, um eine Pilotkanalabschät­ zung zu erzeugen. Der Pilotkanaldemodulator 110 enthält einen Entspreizer 136 und ein Summierglied 138. Der Entspreizer 136 wendet den Pilotkanal-Walsh-Kode an, um das entzerrte Signal zu entspreizen. Wie in Fig. 1 angezeigt, besteht der Pilot­ kanal-Walsh-Kode entsprechend dem Walsh (0) aus ausschließlich +1-Datenwerten. Die entspreizten Chips werden im Summierglied 138 über ein vorbestimmtes Intervall summiert, wie beispiels­ weise 64 Chips, um ein abgeschätztes Pilotsignal 140 zu erzeugen. Wie unten beschrieben wird, kann das Summierglied jede ganzzahlige Anzahl von Chips summieren, so daß der adaptive Entzerrer an jedes ganzzahlige Vielfache der Chiprate angepaßt werden kann.

Das Summierglied 112 kombiniert das abgeschätzte Pilotsignal 140 und ein vorbestimmtes Datenmuster, um das Fehlersignal 124 zu bilden. Die vorbestimmte Datenfolge ist vorzugsweise die gleiche Datenfolge wie jene, die den Pilotkanal bildet. In der erläuterten Ausführung ist dies ein Muster aus ausschließlich +1 Werten. Das Summierglied 112 summiert die +1 Werte und die Negation des Pilotsignals, um das Fehler­ signal 124 zu bilden. Wenn das abgeschätzte Pilotsignal mit dem vorbestimmten Datenmuster übereinstimmt, hat das Fehler­ signal einen Null-Wert, und es werden keine Einstellungen oder Anpassungen am adaptiven Entzerrer 104 vorgenommen. Anstelle des Summierglieds 112 können ein Vergleicher oder eine andere logische Einrichtung verwendet werden. Das Summierglied 112 bildet einen Fehlersignalgenerator zur Erzeugung des Fehlersignals in Reaktion auf die Pilotsignal­ abschätzung.

Wie oben angemerkt verwenden der IS-95 Vorwärtskanal oder die Abwärtsverbindung orthogonale Kodes, um die Pilot-, Funkruf- und Verkehrskanäle der Vorwärtsverbindung zu trennen. Eine Folge der Anwendung von orthogonalen Walsh-Kodes auf die Vorwärtsverbindung besteht darin, daß die Entzerrung wesent­ liche Rauschunterdrückungsvorteile erzielen kann, selbst bei niedrigem Chip-Signal/Rausch-Verhältnis (SNR). Die Rausch­ unterdrückungsverbesserung hängt vom Kanal und von I_oc/I_or ab, was das Verhältnis von der Fremdzellenstörung zur Intern­ zellenstörung ist, hängt jedoch nicht von E_c/I_or ab, was das Verhältnis der Chipenergie zur Internzellenstörung ist. Da die von der gewünschten Basisstation oder dem Sektor übermit­ telten Walsh-Kodes orthogonal sind, werden am Empfänger keine Internzellen-Mehrfachzugriffstörungen beobachtet, wenn der Kanal keine Mehrfachwege aufweist. Für einen Kanal mit Mehrfachwegen kann die Internzellen-Mehrfachzugriffstörung durch die Negation des Kanals mit einem Null-erzwingenden Entzerrer vollständig entfernt werden. In Situationen, wo die Internzellenstörung die Fremdzellenstörung und das additive weiße Gauss'sche Rauschen (AWGN) dominiert, kann die Kanal­ leistung in Abhängigkeit vom Kanal um einige dB verbessert werden.

Die Negation des Kanals kann das additive Rauschen erhöhen, das die Summe der Fremdzellenstörung und des Hintergrund-AWGN ist. Ein Entzerrer, der ein Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) minimiert, wird vom Empfänger 100 verwendet, um den Vorteil von reduzierter Internzellen­ störung gegenüber den Nachteilen von erhöhtem Rauschen auf Grund von sowohl Fremdzellenstörung als auch AWGN abzuwägen.

Fremdzellenstörung, die durch einen Mehrwegekanal gefiltert wurde, erscheint an der Teilnehmereinheit als nichtweißes Rauschen. Wenn die Internzellenstörung dominiert, wird der MMSE-Entzerrer die Fremdzellenstörung (durch Umwandlung in weißes Rauschen) unterdrücken und kann die Leistung um einige dB verbessern.

Wenn weder die Internzellen- noch die Fremdzellenstörung dominierend ist, hängt der optimale Entzerrer sowohl von den Ausbreitungskanälen zwischen erwünschten und störenden Zellen und der Teilnehmereinheit ab als auch vom Verhältnis der Fremdzellenstörung zur Internzellenstörung.

Das SNR für den Empfänger 100 kann mit dem SNR für ein angepaßtes Filter wie beispielsweise ein RAKE-Filter vergli­ chen werden. Die Grenzleistung eines Entzerrers kann meistens durch die Berechnung des SNR eines MMSE-Entzerrers mit endlichem Impulsverhalten (IIR) direkt bewertet werden.

{f_i} soll die Koeffizienten des Impulsverhaltens des Kanals vom gewünschten Sektor zur Mobilstation sein, der den Empfänger 100 beinhaltet, und F(z) soll die z-Transformation des Kanals sein die durch F(z)=Σf_iz^-i gegeben ist. Der MMSE- Entzerrer C(z) wird für diese Anwendung durch

gegeben, wobei

P(z) = F(z)F⁺(1/z)

und I_oc/I_or das Verhältnis der Fremdzellenstörung (einschließlich AWGN) zur Internzellenstörung bezeichnet.

Das Chip-Signal/Rausch-Verhältnis am Ausgang 122 des MMSE- Entzerrers C(z) wird durch

gegeben, wobei

und E_c/N_t ist das Verhältnis von Chipenergie zum Gesamtrau­ schen auf dem Kanal. Durch Vergleich ist das Chip- Signal/Rausch-Verhältnis des angepaßten Filterempfängers wie beispielsweise ein RAKE-Empfänger gegeben durch

wobei die Folge {p_i} die inverse z-Transformation von P(z) ist. In beiden obigen Gleichungen ist angenommen worden, daß die Energie des Kanals {f_i} gleich 1 ist, so daß Σ|f_i|²=1 (was bedeutet |p₀|²=1). In beiden obigen Gleichungen wurde ebenfalls angenommen, daß die Fremdzellenstörung I_oc die gleichen statistischen Eigenschaften besitzt wie additives weißes Gauss'sches Rauschen.

Die mit dem MMSE-Entzerrer erreichbare Leistungsverbesserung ist unabhängig von E_c/I_or, dem Teil der Vorwärtsverbindungs­ energie, die dem gewünschten Verkehrskanal zugewiesen wird.

Dies ist unterschiedlich zum Problem der Standardeinzel­ nutzerentzerrung, bei dem die Verbesserung des Entzerrers vom Signal/Rausch-Verhältnis abhängt. Aus diesem Grund ist die Leistungsverbesserung des MMSE-Entzerrers auf einem vorgege­ benen Kanal P(z) nur eine Funktion von I_oc/I_or. Die Leistungs­ verbesserung Δ ist das Verhältnis des Chipsignals zu den Rauschverhältnissen der beiden Empfänger, und wird gegeben durch

.

Für kleine I_oc/I_or sind große Verbesserungen der Empfängerlei­ stung erreichbar, denn der MMSE-Entzerrer nähert sich eng an den Null-erzwingenden Entzerrer an, was die dominante Internzellenstörung unterdrückt. Für große I_oc/I_or sind der MMSE-Empfänger und der Empfänger mit angepaßtem Filter nahezu gleichwertig, so daß die Entzerrung nur einen geringen Leistungsvorteil erzielt. Das gilt jedoch nur, wenn das additive Gauss'sche Rauschen weiß ist. Eine additive Störung, die auf durch einen Mehrwegekanal gefilterte Fremdzellenstö­ rung zurückzuführen ist, ist im allgemeinen nicht weiß, und große Leistungsverbesserungen können durch die Unterdrückung der Fremdzellenstörung mit einem MMSE-Entzerrer erreicht werden.

Wie in Fig. 1 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung angezeigt wird, wird der MMSE-Entzerrer realisiert, indem das Pilotsignal adaptiv verwendet wird. Ein Fehler­ signal wird in Reaktion auf das Pilotsignal erzeugt und verwendet, um den adaptiven Entzerrer 104 anzupassen. Es kann jeder geeignete Anpassungsalgorithmus verwendet werden, wie beispielsweise kleinster mittlerer quadratischer Fehler (LMS) oder rekursiver kleinster mittlerer quadratischer Fehler (RLS).

Der adaptive Entzerrer 104 kann an jedes ganzzahlige Vielfa­ che der Chiprate angepaßt werden. Das bedeutet, die Anzahl der Chips, die im Summierglied 138 summiert werden, kann ausgewählt werden, jede positive ganze Zahl zu sein. Die adaptive MMSE-Lösung ist unabhängig (innerhalb eines Skalie­ rungsfaktors) von der Anzahl der Chips, die vor der Fehler­ messung verknüpft werden. Das Signal/Rausch-Verhältnis der Variante, die benutzt wird, um den Fehler zu messen, erhöht sich mit der Anzahl der summierten Chips, während sich die Iterationsgeschwindigkeit des Algorithmus vermindert. Die Konvergenzgeschwindigkeit des Entzerrers kann über die Anzahl der summierten Chips optimiert werden durch die Bestimmung des besten Kompromisses des SNR der Messung gegenüber der Iterationsgeschwindigkeit des Anpassungsalgorithmus.

Eine Begrenzung der Anzahl der Berechnungen pro Sekunde, die für den Entzerrer vorgesehen sind, kann die maximale Iterationsgeschwindigkeit des Entzerrers begrenzen. Wenn das so ist, kann die Anzahl der vor der Fehlermessung summierten Chips erhöht werden, bis die Anzahl der Derechnungen, die durch den Anpassungsalgorithmus benötigt werden, unter einen spezifizierten Maximalwert fällt.

Der gemessene kleinste quadratische Fehler in Fig. 1 ist nicht der wahre mittlere quadratische Fehler, es sei denn, die Anzahl der verknüpften Chips ist ein ganzzahliges Vielfaches von 64, und das Intervall, über dem die Chips summiert werden, ist nach einer Walsh-Kode-Begrenzung ausgerichtet. Der Grund dafür besteht darin, daß die Intern­ zellenstörung nur über einer Spanne einer ganzzahligen Anzahl von Walsh-Kodes gemessen werden kann. Verschiedene Walsh- Kodes einer bestimmten Länge, zum Beispiel 64, sind im allgemeinen nur über diese Länge orthogonal, und sind im allgemeinen nicht über Teilintervalle orthogonal.

In der obigen Erläuterung wird die Fremdzellenstörung als additives weißes Gauss'sches Rauschen behandelt. Die Störung von einem bestimmten Sektor wird jedoch besser als farbiges Gauss'sches Rauschen angesehen. Wenn Fremdzellenstörung von einem einzelnen Störsektor über einen Mehrwegekanal beobach­ tet wird, ist die Störung auf Grund der durch den Kanal eingeführten spektralen Formung nicht mehr weiß. Der Kanal zwischen der Fremdzelle und dem mobilen Empfänger soll den Impuls {g_i} und die z-Transformation G(z)=Σg_iz^-i haben. Mit diesen Definitionen wird das Leistungsspektrum der Fremdzellenstörung

I_oc → I_oc G(z)G*(1/z),

wobei angenommen worden ist, daß der Kanal normiert worden ist, so daß Σ|g_i|²=1.

Dieses Problem, bei dem die Fremdzelle ebenfalls über einen Mehrwegekanal verläuft, kann auf das oben betrachtete Problem zurückgeführt werden, dadurch daß beim Rauschen von der Fremdzelle zu weißem Rauschen übergegangen wird, indem das Filter G^-1(z) verwendet wird. Der gleichwertige Kanal, der sich für den gewünschten Sektor ergibt, ist einfach

F' (z)=F(z)G^-1 (z)

Alle Ergebnisse für den obigen MNSE-Empfänger folgen nun, wobei F(z) durch F' (z) ersetzt wird.

Die Ausdrücke sowohl für die Leistung des Empfängers mit angepaßtem Filter als auch für die Verbesserung des Entzer­ rers in Bezug auf den angepaßten Filter müssen für nicht weiße Fremdstörung aktualisiert werden. Die Leistung des angepaßten Filters kann für nicht weiße Fremdzellenstörung modifiziert werden, indem folgendes verwendet wird. Es soll

Mit dieser Definition wird SNR für den Empfänger mit angepaß­ tem Filter durch

gegeben, und die Differenz Δ des SNR zwischen der MMSE- Entzerrer und dem Empfänger mit angepaßtem Filter wird durch

gegeben, wobei b₀ nun für F' (z) anstatt für F(z) berechnet wird.

Der adaptive Entzerrer 104 wird automatisch eine nicht weiße Störung von Fremdzellen oder Sektoren unterdrücken. Es sind keine Modifikationen des Entzerrers notwendig.

Innerhalb einer Faktorkonstante ist der MMSE-Entzerrer für alle Verkehrskanäle, die vom gleichen Sektor übertragen werden, der gleiche. Dieses Ergebnis hat zwei wichtige Konsequenzen. Erstens kann der Entzerrer eingestellt werden, indem das unmodulierte Pilotsignal verwendet wird, das auf IS-95 zur Verfügung steht. Zweitens können in Anwendungen mit hohen Datenraten, wo mehrere Verkehrskanäle einem einzigen Teilnehmer zugewiesen sind, alle Verkehrskanäle durch die Verwendung des gleichen Entzerrers demoduliert werden. Es ist ebenfalls theoretisch gezeigt worden, daß der Entzerrer auf jedes Vielfache der Chiprate aktualisiert werden kann.

Die Folge {r_i} soll den Eingang in den Entzerrer in Fig. 1 bezeichnen. Diese Folge kann geschrieben werden als

wobei für den j-ten Kanal (Walsh-Kode) A_j die Signalamplitude bezeichnet, b_j,k bezeichnet das k-te Datenzeichen und die Folge {p_j,l} bezeichnet die Spreizfolge (die hier bezeichnete Spreizfolge ist die Kombination aus dem Walsh-Kode und der auf die Länge 2¹⁵ vergrößerten MLSR-Folge). Die Folge {f₁} bezeichnet den Kanal zwischen dem gewünschten Sektor und der Mobilstation, und die Folge {n_i} ist eine feststehende Gauss'sche Rauschfolge, die im allgemeinen nicht weiß ist. Es ist anzumerken, daß in Fig. 1 der Walsh-Korrelator für den Pilotkanal über N Chips summiert, während der Walsh-Korrela­ tor für den Verkehrskanal über 64 Chips summiert (die Anzahl der Bits in IS-95). Diese Verallgemeinerung des Pilotkorrela­ tors wird verwendet, um ein Problem zu behandeln, das die Rate betrifft, mit welcher der Entzerrer aktualisiert werden kann. Es wird angenommen, daß das gewünschte Signal auf Kanal 1 übertragen wird, und es wird der Vektor R der Länge L definiert, der durch

gegeben ist. Gemäß Definition minimiert der MMSE-Entzerrer c der Länge L den mittleren quadratischen Fehler, der durch

E(|R^Hc-1|²)

gegeben ist, wobei das hochgestellte H benutzt wird, um die konjugierte Transponierung zu bezeichnen. Die obige Defini­ tion kann benutzt werden, um zu zeigen, daß der NMSE-Entzer­ rer durch

c = E(RR^H)^-1E(R) = Γ^-1µ

wiedergegeben wird, wobei die Kovarianzmatrix Γ die Dimension L×L besitzt und µ ein Vektor der Länge L ist, wobei die Elemente durch

µ_l = E(R_l) = NA_lf_i

gegeben sind.

Für ein CDMA-System mit orthogonalen Kanälen (wie beispiels­ weise Walsh-Kodes) ist die Kovarianzmatrix Γ durch

gegeben, wobei ϕ(.) die Kovarianz der additiven Rauschfolge {n_i} ist, und δ wird verwendet, um die Dirac-Delta-Funktion zu bezeichnen. Es ist anzumerken, wenn die Korrelationslänge N gleich 64 beträgt, die Anzahl der Chips pro Zeichen, ist der letzte Term in der Summierung identisch 0. Für ein System, das zufällige Kodes verwendet (unabhängig und identisch verteilte Folgen der Bernoulli Zufallsvariablen), verschwindet der Faktor, mit dem die Deltafunktion den letzten Term multipliziert, und die Kovarianzmatrix ist durch

gegeben. Die Rauschfolge {n_i} enthält sowohl weißes Gauss'sches Rauschen der spektralen Intensität N₀ als auch Mehrfachzugriffstörung von anderen Sektoren. Zu Erläuterungs­ zwecken wird angenommen, daß ein einzelner Sektor die Quelle der gesamten Mehrfachzugriffstörung ist, die nicht vom gewünschten Sektor herrührt. Die Folge {g_l} soll den Kanal zwischen diesem Störsektor und der Teilnehmereinheit bezeich­ nen. Bei diesem Modell ist die Kovarianz der additiven Rauschfolge (n_i) durch

gegeben, wobei B_j die Amplitude des j-ten Kanals (Walsh-Kode) vom Störsektor bezeichnet.

Mit den obigen Definitionen kann der mittlere quadratische Fehler am Ausgang des MMSE-Entzerrers c als

MSE_c = 1-µ^HΓ^-1µ

geschrieben werden, und das Signal/Rausch-Verhältnis ist durch

gegeben.

Wir können nun die folgenden Erkenntnisse über den oben definierten MMSE-Entzerrer gewinnen. Erstens, mit einer Faktorkonstante ist der MMSE-Entzerrer für alle Verkehrska­ näle der gleiche. Zweitens, mit einer Faktorkonstante ist der MMSE-Entzerrer für ein CDMA-System, das orthogonale Kanäle verwendet (wie beispielsweise im IS-95 Walsh-Kodes verwendet werden) und ein System, das zufällige Spreizkodes verwendet, der gleiche.

Aus der ersten Erkenntnis folgt, daß nur ein Entzerrer benötigt wird, um alle Verkehrskanäle zu demodulieren, die von einem bestimmten Sektor ankommen. Weiterhin beinhaltet die erste Erkenntnis, daß das IS-95 Pilotsignal verwendet werden kann, um den MMSE-Entzerrer einzustellen, noch allgemeiner ausgedrückt, jeder unmodulierte Verkehrskanal kann verwendet werden, um den MMSE-Entzerrer einzustellen.

Die zweite Erkenntnis ist wichtig, denn sie ermöglicht die Anpassung des MMSE-Entzerrers bei Raten, die sich von der Zeichenrate unterscheiden. Wenn die Korrelationslänge N kleiner als die Walsh-Kode Länge 64 ist, wird die Verteilung der Spreizkodes, die sich vom interessierenden Kanal unter­ scheidet, am Korrelatorausgang nicht mehr Null sein, und die Kovarianzmatrix Γ wird die gleiche sein, wie für ein CDMA- System mit zufälligen Spreizkodes. So ist für jede Korrela­ tionslänge der MMSE-Entzerrer für den Pilotkanal bis auf eine Faktorkonstante der MMSE-Entzerrer des gewünschten Kanals. Wenn wir wählen, den Entzerrer durch Verwendung des Pilotka­ nals einzustellen, kann der Entzerrer deswegen bei jeder Rate aktualisiert werden, die gleich einem Vielfachen der Chiprate ist (wie in Fig. 1).

Die obigen Erkenntnisse können durch die Verwendung der Sherman-Morrison-Identität bewiesen werden. Zunächst soll die Matrix Λ als

definiert werden. Mit dieser Definition folgt, daß

für orthogonale Kodes gilt, und daß

für zufällige Kodes gilt. Im Oberstehenden ist f ein Vektor der Kanalkoeffizienten {f_i}, und die Faktorkonstanten α und β sind wie angezeigt implizit definiert. Nun ist anzumerken, daß Λ und f nicht davon abhängig sind, auf welchem Kanal entzerrt wird (in diesem Fall Kanal 1), oder ob die Verkehrs­ kanäle orthogonal sind. Weiterhin sind weder Λ noch f von N abhängig, der Anzahl der kombinierten Chips.

Mit den obigen Definitionen erhält man

c = Γ^-1µ = (Λ+nff^H)^-1NA_1f

wobei η gleich α oder β ist, je nachdem ob die Kanäle orthogonal oder zufällig sind. Wenn man die Sherman-Morrison Identität verwendet, wird daraus

für geeignete Konstanten λ und κ. Aus der letzten Gleichung ist offensichtlich, daß mit einem Skalierungsfaktor κ (der von dem speziellen Kanal abhängt, der Anzahl der kombinierten Chips N und davon, ob die Kodes orthogonal oder zufällig sind) der MMSE-Entzerrer nur von λ und f abhängig ist. Dies vervollständigt den Beweis der obigen Erkenntnisse.

Die Faktorkonstante ist in dahingehend unwichtig, daß jeder Entzerrer εc, der sich vom MMSE-Entzerrer nur durch eine positive Konstante ε unterscheidet, einen Ausgang mit dem gleichen SNR erzielen wird, wie der Ausgang des MMSE-Entzer­ rers. Obwohl das SNR des Entzerrerausgangs nicht durch eine Faktorkonstante beeinflußt wird, ist ein solcher Skalierungs­ faktor trotzdem in zweierlei Hinsicht potentiell wichtig.

Erstens, in Abhängigkeit vom Empfängeraufbau kann eine ungeeignete Skalierung den geforderten Empfängerdynamik­ bereich vergrößern. Während der Skalierungsfaktor des MMSE- Entzerrers jedes Verkehrskanals potentiell unterschiedlich ist, ist der Gewinn eines einzelnen Entzerrers für alle Verkehrskanalsignale, die ihn passieren, der gleiche.

Deswegen sollte die Einbeziehung eines Entzerrers in den Empfänger nicht die Dynamikbereichsprobleme im Signalweg, der dem Entzerrer folgt, beeinflussen. Zweitens, bei sanftem Kanalwechsel wird eine richtige Skalierung des Ausgangs jedes Entzerrers gefordert, um das SNR des zusammengesetzten Ergebnisses zu maximieren. Die Verwendung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung während des sanften Kanalwechsels wird unten in Verbindung mit Fig. 2 und Fig. 3 erläutert.

Ein wichtiger Vorteil wird durch die Verwendung eines Empfängers, der einen adaptiven Entzerrer enthält, wie beispielsweise Empfänger 100, gewährleistet. Der MMSE- Entzerrer ist der gleiche, egal welcher Kanal (Walsh-Kode) demoduliert wird. Dies ermöglicht, daß der adaptive Entzerrer durch Verwendung des Pilotkanals eingestellt und angepaßt wird. Überdies können in einigen Anwendungen zur Übertragung von Daten bei hohen Datenraten mehrere Walsh-Kodes einem einzigen Nutzer zugewiesen werden. Da der Entzerrer für alle Kanäle der gleiche ist, kann der Nutzer bei hoher Datenrate für alle Kanäle, die demoduliert werden sollen, den gleichen Entzerrer benutzen.

Nun bezugnehmend auf Fig. 2, sie zeigt eine zweite Ausführung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 200 enthält eine Abtasteinrichtung 202, eine erste Empfängerschaltung 201 und eine zweite Empfängerschaltung 203. In dieser Ausführung ist der Empfän­ ger für eine gemeinsame Anpassung von zwei MMSE-Entzerrern für eine Mobilstation bei sanftem Kanalwechsel zwischen zwei entfernten Sendeempfängern oder Basisstationen konfiguriert.

Die erste Empfängerschaltung 201 enthält einen ersten adaptiven Entzerrer 204, einen ersten Entspreizer 206, einen ersten Verkehrskanaldemodulator 208, einen ersten Pilotkanal­ demodulator 210, eine erste Verzögerungsbaugruppe 212 und eine Verstärkungsbaugruppe 213. Die zweite Empfängerschaltung 203 enthält ähnlicherweise einen zweiten adaptiven Entzerrer 214, einen zweiten Entspreizer 216, einen zweiten Verkehrska­ naldemodulator 218, einen zweiten Pilotkanaldemodulator 220, eine zweite Verzögerungsbaugruppe 222 und eine Verstärkungs­ baugruppe 223. Jede Empfängerschaltung kann zugewiesen sein, ein Spreizspektrumsignal von einem entfernten Sender, wie beispielsweise einer Basisstation, zu empfangen. Um die Identifizierung der Baugruppen in Fig. 2 zu vervollständigen, enthält der Empfänger 200 weiter einen Kombinierer 224, ein Summierglied 226 und einen Kombinierer 228. Die empfangenen Signale werden im Kombinierer 228 zur weiteren Verarbeitung zusammengefaßt.

Jede der Empfängerschaltungen 201 und 203 arbeitet in gleicher Weise wie der Empfänger 100 in Fig. 1. Die Abtast­ einrichtung 202 wandelt das empfangene Spreizspektrumsignal in ein zeitdiskretes Signal bei der Abtastrate, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chiprate ist, wie beispielsweise das Einfache, das Doppelte, das Vierfache oder das Achtfache der Chiprate. In der ersten Empfängerschaltung 201 hat der adaptive Entzerrer 204 einen Eingang 230 zum Empfang des Spreizspektrumsignals und einen Eingang 232 zum Empfang eines Fehlersignals 234. Der adaptive Entzerrer 204 unterdrückt Störungen auf dem Spreizspektrumsignal, um ein entzerrtes Signal 236 am Ausgang 238 zu erzeugen. Der Entspreizer 206 entspreizt das entzerrte Signal 236 in Reaktion auf eine vorbestimmte Spreizfolge. Der Verkehrskanaldemodulator 208 demoduliert das entzerrte, entspreizte Signal, um eine Abschätzung der auf dem Verkehrskanal übertragenen Datenfolge zu erzeugen. Der Verkehrskanaldemodulator enthält einen Entspreizer 240 und ein Summierglied 242. Der Entspreizer 240 entspreizt das entzerrte Signal durch Anwendung des geeigne­ ten Walsh-Kodes für den in Frage kommenden Verkehrskanal. Das Summierglied 242 summiert Chips über ein Intervall, wie beispielsweise 64 Chips, um einen demodulierten Verkehrskanal zu erzeugen. Die demodulierten Daten werden in der ersten Verzögerungsbaugruppe 212 um eine vorbestimmte Zeit verzö­ gert, in der Verstärkungsbaugruppe 213 um eine geeignete Verstärkung verstärkt, und dann zum Kombinierer 228 geleitet.

In der zweiten Empfängerschaltung 203 hat der adaptive Entzerrer 214 einen Eingang 250 zum Empfang des abgetasteten Spreizspektrumsignals und einen Eingang 252 für den Empfang des Fehlersignals 234. Der adaptive Entzerrer 214 unterdrückt Störungen auf dem Spreizspektrumsignal, um am Ausgang 258 ein entzerrtes Signal zu erzeugen. Der Entspreizer 216 entspreizt das entzerrte Signal 256 entsprechend einer vorbestimmten Spreizfolge. Die Spreizfolgen, die durch die erste Empfänger­ schaltung 201 und die zweite Empfängerschaltung 203 verwendet werden, entsprechen bestimmten Basisstationen. Bei sanftem Kanalwechsel wird der jeweilige Empfänger beginnen, Signale von einer anderen Basisstation zu empfangen, deshalb werden die Spreizfolgen verschieden sein. Im IS-95 zum Beispiel sind die Spreizfolgen unterschiedliche Phasen einer gemeinsamen Folge.

Der Verkehrskanaldemodulator 218 demoduliert das entzerrte, entspreizte Signal, um eine Abschätzung der auf dem Verkehrs­ kanal übertragenen Datenfolge zu erzeugen. Der Verkehrskanal­ demodulator enthält einen Entspreizer 260 und ein Summier­ glied 262. Der Entspreizer 260 entspreizt das entzerrte Signal durch Anwendung des geeigneten Walsh-Kodes für den in Frage kommenden Verkehrskanal. Das Summierglied 262 summiert über ein Intervall, wie beispielsweise 64 Chips, um demodu­ lierte Daten zu erzeugen. Die demodulierten Daten werden in der zweiten Verzögerungsbaugruppe 222 um eine vorbestimmte Zeit verzögert, in der Verstärkungsbaugruppe 223 um eine geeignete Verstärkung verstärkt, und dann zur Kombinierung mit dem demodulierten Signal von der ersten Empfängerschal­ tung 201 zum Kombinierer 228 geleitet.

Der Pilotkanaldemodulator 210 der ersten Empfängerschaltung 201 und der Pilotkanaldemodulator 220 der zweiten Empfänger­ schaltung 203 sind für die gemeinsame Anpassung der beiden adaptiven Entzerrer des Empfängers 200 konfiguriert. In jeder Empfängerschaltung demoduliert der Pilotkanaldemodulator das vom adaptiven Entzerrer empfangene entzerrte, entspreizte Signal, um eine Pilotkanalabschätzung zu erzeugen. Der Pilotkanaldemodulator 210 enthält einen Entspreizer 264 und ein Summierglied 266. Der Entspreizer 264 wendet den Pilotka­ nal Welsh-Kode an, um das entzerrte Signal zu entspreizen. Die entspreizten Chips werden im Summierglied 266 über ein vorbestimmtes Intervall summiert, um ein abgeschätztes Pilotsignal 272 zu erzeugen. In gleicher Weise enthält der Pilotkanaldemodulator 220 einen Entspreizer 268 und ein Summierglied 270. Der Entspreizer 268 wendet den Pilotkanal Welsh-Kode an, um das entzerrte Signal zu entspreizen. Die entspreizten Chips werden im Summierglied 270 über ein vorbestimmtes Intervall summiert, um ein abgeschätztes Pilotsignal 274 zu erzeugen.

In der erläuterten Ausführung ist der Pilot Walsh-Kode, der in beiden Empfängerschaltungen verwendet wird, der gleiche Kode und besteht ausschließlich aus logischen Einsen. Dies ist im Einklang mit einer IS-95 Realisierung. Es kann jedoch erforderlich sein, unterschiedliche Walsh-Kodes zu benutzen, um die unterschiedlichen Pilotkanäle zu entspreizen. Wie oben erläutert, können die Summierglieder 266 und 270 jede ganzzahlige Anzahl von Chips, wie beispielsweise 64, summie­ ren.

Das abgeschätzte Pilotsignal 272 von der ersten Empfänger­ schaltung 201 und das abgeschätzte Pilotsignal 274 von der zweiten Empfängerschaltung 203 werden im Kombinierer 224 kombiniert. Der Kombinierer 224 summiert die beiden abge­ schätzten Pilotsignale und liefert das Ergebnis an das Summierglied 226. Das Summierglied 226 kombiniert das Ergebnis und ein vorbestimmtes Datenmuster, um das Fehler­ signal 234 zu bilden. In Fig. 2 besteht das vorbestimmte Datenmuster nur aus Einsen, wie das Pilotsignal im IS-95. Das Fehlersignal 234 wird sowohl an der adaptiven Entzerrer 204 als auch an den adaptiven Entzerrer 214 bereitgestellt.

In der Ausführung von Fig. 2 passen sich die adaptiven Entzerrer an ein gemeinsames Fehlersignal an. Dies wird hierin als gemeinsame Anpassung bezeichnet. Bei der gemeinsa­ men Anpassung wird der Fehler gemessen, nachdem die beiden Entzerrer kombiniert worden sind. Bei dieser Realisierung stellen sich die Amplituden der Entzerrerkoeffizienten automatisch ein, um das SNR des kombinierten Ergebnisses zu maximieren. Es wird jedoch angemerkt, daß die angezeigten Verstärkungskorrekturen notwendig sind, wenn entweder die Pilotamplituden oder die Amplituden des Verkehrskanals ungleich sind. In Fig. 2 bezeichnen A₀ und B₀ die Pilot­ signalamplituden und A₁ und B₁ bezeichnen die Amplituden des interessierenden Verkehrskanals.

Das Signal von einer Basis oder einem Sektor ist "aktiv", solange die Basis oder der Sektor über den Verkehrskanal zur interessierenden Teilnehmereinheit senden. Es wird trotzdem als aktiv betrachtet, selbst wenn kein Entzerrer zugewiesen wurde. Gleichfalls wird von einer Basisstation oder von einem Sektor gesagt, daß sie typischerweise im Zustand des sanften Kanalwechsels mit einem Teilnehmer sind, wenn die Basis oder der Sektor über einen Verkehrskanal Daten zum Teilnehmer übertragen. Dies ist typischerweise unabhängig davon, ob die Teilnehmereinheit dem Sektor einen Finger oder einen Entzer­ rer zuweist oder nicht.

Für sanften Kanalwechsel empfängt der Empfänger 200 erste Spreizspektrumsignale von einem ersten entfernten Sender und empfängt zweite Spreizspektrumsignale von einem zweiten entfernten Sender. Die entfernten Sender können Basisstatio­ nen sein, die als Zellen eines zellularen Funktelefonsystems dienen, oder können Sender sein, die als Sektoren in einer Einzelzelle in einem solchen System dienen. Dies ist ein Beispiel eines sanften Zweiwegekanalwechsels. In alternativen Ausführungen können zusätzliche Empfängerschaltungen und adaptive Entzerrer bereitgestellt werden, um sanfte Dreiwege, Vierwege . . . n-Wege Kanalwechsel zu ermöglichen.

Der Empfänger 200 erzeugt ein Fehlersignal in Reaktion auf entweder die ersten Spreizspektrumsignale oder die zweiten Spreizspektrumsignale. Im Fall der gemeinsamen Anpassung von Fig. 2 wird das Fehlersignal in Reaktion auf beide Spreiz­ spektrumsignale erzeugt. Der Empfänger 200 entzerrt adaptiv die ersten Spreizspektrumsignale und die zweiten Spreizspek­ trumsignale in Reaktion auf das Fehlersignal, um ein erstes entzerrtes Signal 236 und ein zweites entzerrtes Signal 256 zu erzeugen. Der Empfänger 200 demoduliert weiter einen ersten Verkehrskanal vom ersten entzerrten Signal 236 und einen zweiten Verkehrskanal vom zweiten entzerrten Signal 256. Schließlich kombiniert der Empfänger 200 den ersten Verkehrskanal und den zweiten Verkehrskanal im Kombinierer 228 als Empfangsdaten.

Wenn sich mehr als zwei Zellen oder Sektoren im Zustand des sanften Kanalwechsels befinden, kann der Empfänger 200 eine Vielzahl von Spreizspektrumsignalen erkennen, die die ersten Spreizspektrumsignale und die zweiten Spreizspektrumsignale enthalten. Wenn sich mehr Sektoren im Zustand des sanften Kanalwechsels mit dem Empfänger befinden, als der Empfänger adaptive Entzerrer besitzt, wählt der Empfänger 200 die Sektoren aus, die aktive Signale mit der besten Güte haben, und beginnt den sanften Kanalwechsel mit den Sendern, die diese aktiven Signale senden. Der Empfänger 200 weist einen ersten adaptiven Entzerrer einem ersten Sektor zu, und weist einen zweiten adaptiven Entzerrer einem zweiten Sektor zu. Wenn eine Signalgüteabschätzung einer der Sektoren, die sich im sanften Kanalwechsel befinden, denen aber kein Entzerrer zugewiesen ist, eine Signalgüteabschätzung eines Sektor überschreitet, dem ein Entzerrer zugewiesen worden ist, ersetzt der Empfänger 200 durch die Neuzuweisung eines adaptiven Entzerrers das eine Signal durch das andere Signal. Auf diese Weise weist der Empfänger 200 seine Betriebsmittel an die Basisstationen oder Sektoren zu, die die beste Signalgüte aufweisen.

Fig. 3 zeigt eine dritte Ausführung eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 300 enthält eine Abtasteinrichtung 302, eine erste Empfänger­ schaltung 301 und eine zweite Empfängerschaltung 303. In dieser Ausführung ist der Empfänger für die individuelle Anpassung der zwei MMSE-Entzerrer für eine Mobilstation konfiguriert, die sich im Zustand des sanften Kanalwechsels zwischen zwei entfernten Sendeempfängern oder Basisstationen befindet.

Die erste Empfängerschaltung 301 enthält einen ersten adaptiven Entzerrer 304, einen ersten Entspreizer 306, einen ersten Verkehrskanaldemodulator 308, einen ersten Pilotkanal­ demodulator 310, einen ersten Fehlersignalgenerator 312, eine erste Verzögerungsbaugruppe 314, ein Summierglied 316, eine Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) Berechnungseinrichtung 318, eine Koeffizientenberechnungseinrichtung 320, eine Verstär­ kungsbaugruppe 322 und eine Verstärkungsbaugruppe 324. In gleicher Weise enthält die zweite Empfängerschaltung 303 einen zweiten adaptiven Entzerrer 334, einen zweiten Ent­ spreizer 336, einen zweiten Verkehrskanaldemodulator 338, einen zweiten Pilotkanaldemodulator 340, einen zweiten Fehlersignalgenerator 342, eine zweite Verzögerungsbaugruppe 344, ein Summierglied 346, eine SNR-Berechnungseinrichtung 348, eine Koeffizientenberechnungseinrichtung 350, eine Verstärkungsbaugruppe 352 und eine Verstärkungsbaugruppe 354. Das Ausgangssignal jeder Empfängerschaltung wird in einem Summierglied 356 summiert. Die Empfängerschaltungen werden zugewiesen sein, ein Spreizspektrumsignal von unterschiedli­ chen Sendern, wie beispielsweise einer Basisstation, zu empfangen.

Jede der Empfängerschaltung 301 und 302 arbeitet in gleicher Weise wie der Empfänger 100 von Fig. 1. In der ersten Empfängerschaltung 301 wandelt die Abtasteinrichtung 302 bei einer Abtastrate das empfangene Spreizspektrumsignal in ein zeitdiskretes Signal um. Die Abtastrate ist ein ganzzahliges Vielfaches der Chiprate, wie beispielsweise das Einfache, das Doppelte, das Vierfache oder das Achtfache der Chiprate. Der adaptive Entzerrer 304 hat einen Eingang 360 zum Empfang des Spreizspektrumsignals und einen Eingang 362 zum Empfang eines Fehlersignals 364. Der adaptive Entzerrer 304 unterdrückt Störungen auf dem Spreizspektrumsignal, um am Ausgang 368 ein entzerrtes Signal 366 zu erzeugen. Der Entspreizer 306 entspreizt das entzerrte Signal 366 in Reaktion auf eine vorbestimmte Spreizfolge. Der Verkehrskanaldemodulator 308 demoduliert das entzerrte, entspreizte Signal, um eine Abschätzung der auf dem Verkehrskanal übertragenen Datenfolge zu erzeugen. Der Verkehrskanaldemodulator 308 enthält einen Entspreizer 370 und ein Summierglied 372. Der Entspreizer 370 entspreizt das entzerrte Signal durch Anwendung des geeigne­ ten Walsh-Kodes für den Verkehrskanal, der von Interesse ist. Das Summierglied 372 summiert Chips über ein Intervall, wie beispielsweise 64 Chips für IS-95, um demodulierte Daten zu erzeugen. Die demodulierten Daten werden um eine vorbestimmte Zeit in der ersten Verzögerungseinrichtung 314 verzögert, in der Verstärkungseinrichtung 322 und der Verstärkungseinrich­ tung 324 um die geeignete Verstärkung verstärkt, und dann zum Summierglied 356 geleitet.

Der Pilotkanaldemodulator 310 demoduliert das entzerrte, entspreizte Signal vom Entspreizer 306 und vom adaptiven Entzerrer 304, um eine Pilotkanalabschätzung zu erzeugen. Der Pilotkanaldemodulator 310 enthält einen Entspreizer 374 und ein Summierglied 376, der Entspreizer 374 wendet den Pilotka­ nal Walsh-Kode an, wie beispielsweise einen aus ausschließ­ lich logischen Einsen bestehenden Kode, um das entzerrte Signal zu entspreizen. Die entspreizten Chips werden im Summierglied 376 über ein vorbestimmtes Intervall summiert, wie beispielsweise 64 Chips, um ein geschätztes Pilotsignal 377 zu erzeugen. Im Summierglied 316 wird das geschätzte Pilotsignal 377 mit einer vorbestimmte Datenfolge verglichen, wie beispielsweise einer aus ausschließlich logischen Einsen bestehende Datenfolge des Pilotsignal. Der erste Fehler­ signalgenerator 312 enthält ein Summierglied 378 und ein Summierglied 379. Das Summierglied 378 empfängt die ent­ spreizten Chips vom Entspreizer 374 und summiert Chips über ein vorbestimmtes Intervall. Das Intervall kann jedes ganzzahlige Vielfache der Chiprate sein. Der Ausgang des Summierglieds 378 wird im Summierglied 379 mit einer vorbe­ stimmten Datenfolge, wie beispielsweise der Nur-1 Datenfolge des Pilotsignals, verglichen, um das Fehlersignal 364 zu erzeugen.

Die zweite Empfängerschaltung 303 arbeitet im wesentlichen auf die gleiche Weise. Der adaptive Entzerrer 334 unterdrückt in Reaktion auf Fehlersignal 384 Störungen auf dem Spreiz­ spektrumsignal, um ein entzerrtes Signal 386 zu erzeugen. Der Entspreizer 336 entspreizt das entzerrte Signal 386 in Reaktion auf eine vorbestimmte Spreizfolge. Der Verkehrska­ naldemodulator 338 demoduliert das entzerrte, entspreizte Signal, um eine Abschätzung der auf dem Verkehrskanal übertragenen Datenfolge zu erzeugen. Der Verkehrskanaldemodu­ lator 338 enthält einen Entspreizer 390 und ein Summierglied 392, die in gleicher Weise wie der Entspreizer 370 und das Summierglied 372 der ersten Empfängerschaltung 301 arbeiten. Die demodulierten Verkehrszeichen werden an die zweite Verzögerungseinrichtung 344 bereitgestellt, um eine vorbe­ stimmte Zeit verzögert, und dann an die Verstärkungseinrich­ tung 352 und die Verstärkungseinrichtung 354 bereitgestellt. Der Pilotkanaldemodulator 340 enthält einen Entspreizer 394 und ein Summierglied 396. Der Entspreizer 394 und das Summierglied 396 erzeugen ein abgeschätztes Pilotsignal 397. Im Summierglied 346 wird das abgeschätzte Pilotsignal 397 mit einer vorbestimmte Datenfolge verglichen, wie beispielsweise einer aus ausschließlich logischen Einsen bestehenden Datenfolge des Pilotsignals. Der zweite Fehlersignalgenerator 342 enthält ein Summierglied 398 und ein Summierglied 399. Das Summierglied 398 empfängt die entspreizten Chips vom Entspreizer 394 und summiert Chips über ein vorbestimmtes Intervall. Das Intervall kann jedes ganzzahlige Vielfache der Chiprate sein. Der Ausgang des Summierglieds 398 wird im Summierglied 399 mit einer vorbestimmten Datenfolge, wie beispielsweise der Nur-1 Datenfolge des Pilotsignals, verglichen, um das Fehlersignal 384 zu erzeugen.

Auf diese Weise paßt der Empfänger 300 die adaptiven Entzer­ rer individuell an und kombiniert die Ausgänge der beiden Empfängerschaltungen. Bei der individuellen Anpassung muß das Signal/Rausch-Verhältnis jedes Entzerrers abgeschätzt oder gemessen werden, so daß die optimalen Kombinierungskoeffizi­ enten berechnet werden können. Die SNR-Berechnungseinrichtun­ gen 318, 348 schätzen SNR für jede Empfängerschaltung ab. Die Koeffizientenberechnungseinrichtungen 320, 350 bestimmen die optimalen Kombinierungskoeffizienten für jede Empfängerschal­ tung. Wenn allgemein das Mittel und die Abweichung des Entzerrerausgangs durch ζ bzw. σ² gegeben sind, ist der optimale Kombinierungskoeffizient ζ/σ². Wie im Fall der gemeinsamen Anpassung, der in Fig. 2 erläutert wurde, werden die durch die Verwendung von A₀, A₁, B₀ und B₁ angezeigten Verstärkungskorrekturen benötigt, wenn entweder die Pilot­ amplituden ungleich sind, oder wenn die Verkehrskanalamplitu­ den ungleich sind. Hier bezeichnen A₀ und B₀ die Pilotampli­ tuden der beiden Sektoren und A₁ und B₁ bezeichnen die Verkehrskanalamplituden. Die Verwendung der getrennten oder individuellen Anpassung verlangt, daß die Anzahl der Chips, die vor der Messung des mittleren quadratischen Fehlers kombiniert werden, ein Vielfaches von 64 Chips ist, und daß das Kombinierungsintervall nach den Welsh-Kode Begrenzungen ausgerichtet ist. Verstärkungskorrekturen werden für die Amplituden des Pilotkanals und des Verkehrskanals durchge­ führt. Der adaptive Entzerrer kann bei jedem ganzzahligen Vielfachen der Chiprate aktualisiert werden.

Der sanfte Kanalwechsel unter Verwendung des Empfängers 300 verläuft in ähnlicher Weise wie der sanfte Kanalwechsel unter Verwendung des Empfängers 200 in Fig. 2. Das Fehlersignal wird jedoch für jede Empfängerschaltung getrennt erzeugt und zur Anpassung der einzelnen Entzerrer benutzt.

Fig. 4 zeigt ein Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum 400, in dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Das Datenübertragungssystem 400 enthält eine Vielzahl von Basisstationen, einschließlich Basisstation 402 und Basisstation 404. Jede Basisstation ist separat an ein mobiles Vermittlungszentrum 406 geschaltet, das die Daten­ übertragung innerhalb des Systems und zwischen dem System und dem öffentlichen Telefonwählnetz 408 steuert. Das Datenüber­ tragungssystem 400 kann ein zellulares Telefonsystem sein, das gemäß IS-95 arbeitet, ein weiterer Typ eines zellularen oder mobilen Datenübertragungssystems, ein feststehendes drahtloses System mit lokalen Schleifen oder ein weiterer Typ eines Funksystems.

Jede Basisstation ist zur Hochfrequenz (RF) Datenübertragung mit feststehenden oder mobilen Sendeempfängern wie beispiels­ weise der Mobilstation 410 konfiguriert. Dementsprechend enthält jede Basisstation einen Empfänger, wie beispielsweise den Empfänger 412 der Basisstation 402 und den Empfänger 414 der Basisstation 404, und einen Sender, wie beispielsweise den Sender 416 der Basisstation 404 und den Sender 418 der Basisstation 404. Jeder Sender sendet ein Spreizspektrum­ signal, das ein erstes Signal und ein zweites Signal enthält, wobei das erste Signal im wesentlichen orthogonal zum zweiten Signal ist. Das erste Signal kann beispielsweise in der IS-95 Realisierung der Pilotkanal sein und das zweite Signal kann ein oder mehrere Verkehrskanäle sein. Im IS-95 werden der Pilotkanal und die Verkehrskanäle jeweils durch die Verwen­ dung eines Walsh- oder Hadamard-Kodes umhüllt, so daß bei Übertragungen alle Kanäle im wesentlichen orthogonal sind.

Die Mobilstation 410 enthält eine analoge Eingangsstufe 420, einen Empfänger 424, einen Sender 426, einen Steuerteil 428 und eine Nutzerschnittstelle 430. Die analoge Eingangsstufe 420 filtert die Spreizspektrumsignale und gewährleistet die Umwandlung in Basisbandsignale. Die analoge Eingangsstufe 420 gewährleistet weiterhin die Analog/Digital-Wandlung, indem die Basisbandsignale zur weiteren Verarbeitung in Ströme digitaler Daten umgewandelt werden. Der Empfänger 424 demoduliert die digitalen Daten und liefert die demodulierten Daten an den Steuerteil 428. Der Empfänger 424 wird vorzugs­ weise als Empfänger 100 (Fig. 1), Empfänger 200 (Fig. 2) oder Empfänger 300 (Fig. 3) realisiert. Der Steuerteil 428 steuert die Gesamtfunktion der Mobilstation 410, einschließlich die Zuweisung der adaptiven Entzerrer im Empfänger, wenn die Mobilstation 410 im Zustand des sanften Kanalwechsels mit der Basisstation 402 und der Basisstation 404 ist. Der Steuerteil steuert ebenfalls das Zusammenwirken der Funkkomponenten und der Nutzerschnittstelle 430. Die Nutzerschnittstelle enthält typischerweise eine Anzeige, ein Tastenfeld, einen Lautspre­ cher und ein Mikrofon. Der Sender 426 moduliert Daten zur Übertragung zu einem entfernten Empfänger, wie beispielsweise eine der Basisstationen. Die modulierten Daten werden durch die analoge Eingangsstufe 420 verarbeitet und auf Hochfre­ quenz übertragen.

In jedem Datenübertragungssystem wird die Güte oder die Zuverlässigkeit der empfangenen Kanalzeichen gemäß der Güte des Kanals schwanken. In einem mobilen zellularen System verändert sich der Kanal auf Grund der Bewegung der Mobilsta­ tion oder der Teilnehmereinheit sowie auf Grund anderer Faktoren. Als Ergebnis schwankt der Kanal und das Mehrwege­ profil des Kanals ändert sich zeitlich.

In Systemen mit Kodierung, wie beispielsweise IS-95, das eine Faltungskodierung verwendet, kann die Zuverlässigkeitsinfor­ mation vom Dekodierer ausgenutzt werden. Im IS-95 wird ein Viterbi-Dekodierer verwendet, um die empfangene Übertragung an der Mobilstation zu entschlüsseln. Der Viterbi-Dekodierer ist ein Dekodierer nach dem Verfahren der maximalen Wahrscheinlichkeit (Maximum-Likelihood decoder), der die Informationsfolgen auswählt oder entschlüsselt, die einen bestimmten Entschlüsselungsaufwand minimieren. Andere Arten von Kodes und Dekodierern können ebenfalls die Zuverlässigkeitsinformation ausnutzen. Die Maximum- Wahrscheinlichkeits-Entschlüsselung und die Minimalabstand- Entschlüsselung (oder die verallgemeinerte Minimalabstand- Entschlüsselung) können auf Trelliskodes, Reed-Solomon Kodes, BCH-Kodes usw. angewendet werden.

Um die Entzerrung in einem System mit Kodierung am besten zu nutzen, sollte der Ausgang des Entzerrers, wie beispielsweise die demodulierten Daten am Ausgang 116 in Fig. 1, oder der kombinierte Entzerrerausgang in einem System mit sanftem Kanalwechsel, wie beispielsweise die Daten vom Summierglied 356 in Fig. 3, durch eine Abschätzung des Signal/Rausch- Verhältnisses skaliert werden. Gerade weil das Signal/Rausch- Verhältnis verwendet wird, um die Ausgänge von mehreren Entzerrern (siehe z. B. Fig. 2) annähernd (optimal) zu skalieren und zu kombinieren, kann das Signal/Rausch- Verhältnis verwendet werden, um den Ausgang eines einzelnen Entzerrers oder die kombinierte Summe von mehreren Entzerrern zu skalieren, um es dem Viterbi-Dekodierer zu ermöglichen, die empfangene Übertragung optimal zu entschlüsseln (nach der Maximum-Wahrscheinlichkeitsmethode zu entschlüsseln). Für andere Arten der Kodierung und von Dekodierer kann die Entschlüsselungsoperation alternativ durch die Bereitstellung sowohl des demodulierten Ausgangs als auch einer Abschätzung des Signal/Rausch-Verhältnisses für diesen Ausgang an den Dekodierer verbessert werden.

Fig. 5A zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers 500 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 500 ist in ähnlicher Weise wie der Empfänger 100 (Fig. 100) und der Empfänger 300 (Fig. 300) aufgebaut und arbeitet in ähnlicher Weise wie diese Empfänger. Der Empfänger 500 enthält eine Abtasteinrichtung 502, einen adaptiven Entzerrer 504, einen Entspreizer 506, einen Verkehrskanaldemodulator 508, einen Pilotkanaldemodulator 510, einen Fehlersignalgene­ rator 512, den Abschätzer des Signal/Rausch-Verhältnisses (SNR) 514 und den Kombinierer 516.

In Fig. 5A wird der Ausgang der Entzerrers, der Daten vom Verkehrskanaldemodulator 508 darstellt, durch eine Abschät­ zung des Signal/Rausch-Verhältnisses vom SNR-Abschätzer skaliert. Der Ausgang des Entzerrers wird in Fig. 5A mit (1) Zeichenabschätzung gekennzeichnet und die Abschätzung des SNR wird als (2) SNR Abschätzung gekennzeichnet. Der Ausgang des Empfängers 50 wird als (3) gewichtete Zeichenabschätzung gekennzeichnet.

Fig. 5B zeigt einen Viterbi-Dekodierer 520, der in Verbindung mit dem Empfänger 500 der Fig. 5A verwendet werden kann. Der Viterbi-Dekodierer 520 empfängt die gewichtete Zeichenab­ schätzung vom Empfänger 500. Fig. 5C zeigt einen allgemeineren Dekodierer 530, der alternativ in Verbindung mit dem Empfänger 500 der Fig. 5A verwendet werden kann. Für ein System mit einer anderen Kodierung als Faltungskodierung, das aber trotzdem Maximum-Wahrscheinlichkeits- oder Minimalabstandsentschlüsselung verwendet, kann es zweckmäßig sein, wie in Fig. 5C die Abschätzung des Signal/Rausch- Verhältnisses vom demodulierten Zeichen getrennt an den Dekodierer 530 bereitzustellen.

Bei sanftem Kanalwechsel, bei dem ein Entzerrer jedem Sektor zugewiesen ist, muß der Empfänger entweder den kombinierten Ausgang mehrerer Entzerrer durch eine Abschätzung des kombinierten Signal/Rausch-Verhältnisses skalieren, oder der Empfänger muß alternativ eine explizite Abschätzung des kombinierten Signal/Rausch-Verhältnisses an den Dekodierer bereitstellen. Es wird angemerkt, daß in Fig. 3 der Entzer­ rerausgang bereits durch eine Abschätzung des kombinierten Signal/Rausch-Verhältnisses skaliert worden ist. Deshalb sollte der Ausgang des Empfängers 300 in Fig. 3 direkt an den Eingang eines Viterbi-Dekodierers, wie beispielsweise den Dekodierer 520 in Fig. 5, angeboten werden.

Kürzlich sind CDMA-Systeme vorgeschlagen worden, bei denen der gleiche Spreizkode von Pilotzeichen und Verkehrszeichen gemeinsam verwendet wird. Ein solches System ist der Alpha Vorschlag zu Universal Mobile Telcommunications Service (UMTS), auch als FRAMES Modus 2 bekannt. In diesen Systemen kann ein adaptiver Entzerrer angewendet werden, obwohl das Verfahren der Anpassung modifiziert werden muß. Der Entzerrer muß nur dann angepaßt sein, wenn Pilotzeichen empfangen werden, denn der Fehler am Ausgang des Entzer­ rers/Entspreizers kann nur gemessen werden, wenn das übertra­ gene Signal bekannt ist.

Für die Datenzeichen, die zwischen Pilotzeichen oder Bündeln von Pilotzeichen empfangen werden, gibt es im wesentlichen zwei Möglichkeiten für die Definition der Entzerrerkoeffizi­ enten. Die erste Möglichkeit, die in Fig. 6 erläutert wird, besteht darin, die Entzerrerkoeffizienten in den Intervallen zwischen Pilotzeichen einzufrieren. Fig. 6 ist ein Block­ schaltbild eines Empfängers 600 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 600 enthält eine Abtasteinrichtung 602, einen adaptive Entzerrer 604, einen Entspreizer 606, einen Verkehrskanaldemodulator 608, einen Pilotkanaldemodulator 610 und einen Fehlersignalgenerator 612. Der Aufbau und die Funktion des Empfängers 600 sind ähnlich zum Aufbau und Funktion der oben beschriebenen Empfänger. Um jedoch die gemeinsame Nutzung des Spreizkodes durch Pilotzeichen und Verkehrszeichen zu gewährleisten, enthält der Empfänger 600 weiterhin einen Schalter 614 und einen Schalter 616. Wenn Pilotzeichen oder Pilotzeichenbündel empfangen werden, schließt der Schalter 616, um eine Anpas­ sung in Reaktion auf die Pilotzeichen zu ermöglichen. Wenn Datenzeichen empfangen werden, öffnet der Schalter 616 und der Schalter 614 schließt, um demodulierte Daten vom Empfän­ ger 600 zu befördern. Bei dieser Möglichkeit werden die gleichen Entzerrerkoeffizienten verwendet, um alle Datenzei­ chen zwischen aufeinanderfolgenden Bündeln von Pilotzeichen zu demodulieren.

Die zweite Möglichkeit, die in Fig. 7 erläutert wird, besteht darin, lineare oder andere Interpolationsverfahren zu verwenden, um die Entzerrerkoeffizienten zu definieren, die verwendet werden, um die Datenzeichen zwischen den Pilotbün­ deln zu demodulieren. Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers 700 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 700 enthält eine Abtasteinrichtung 702, einen adaptiven Entzerrer 704, einen Pilotkanaldemodula­ tor 710, einen Verkehrskanaldemodulator 712 und einen Fehlersignalgenerator 714. Der Empfänger 700 enthält weiter­ hin einen interpolierten Entzerrer 716, der in Fig. 7 als C_int(z) bezeichnet ist, und einen Puffer oder eine Verzöge­ rungsstufe 718 und deine Verzögerungsstufe 720. In Fig. 7 wird C_int(z) verwendet, um den interpolierten Entzerrer zu bezeich­ nen, wobei die Interpolation zwischen den Koeffizienten des adaptiven Entzerrers erfolgt, die durch den adaptiven Entzerrer 704 am Ende des Pilotbündels oder an beiden Seiten der interessierenden Datenzeichen bestimmt werden. Wie in Fig. 7 angezeigt, wenn Interpolation benutzt wird, wird es notwendig sein, die Datenzeichen zwischen benachbarten Pilotbündeln in der Verzögerungsstufe 718 zu puffern. Die Spreizfolge muß gleichfalls in der Verzögerungsstufe 720 gepuffert werden, um die zeitliche Ausrichtung der Datenzei­ chen und der Spreizfolge aufrechtzuerhalten. Nachdem ein neues Pilotbündel empfangen wurde, können alle Datenzeichen zwischen dem neuen Pilotbündel und dem vorherigen Pilotbündel demoduliert werden. Ein Schalter 722 und ein Schalter 724 steuern die Bereitstellung der demodulierten Daten vom Empfänger 700 bzw. die Anpassung des Entzerrers 704. Interpo­ lation wird verwendet, um die Entzerrerkoeffizienten während der Datenbündel einzustellen.

In der UMTS Alpha Konzeptdokumentation wird ein Synchronisa­ tionskanal definiert. Wenn Synchronisation erreicht worden ist, kann der Synchronisationskanal ebenfalls benutzt werden, den Kanal zu verfolgen, wenn dies erwünscht ist. Im Konzept UMTS Alpha werden während jedem Zeitschlitz zwei Synchronisa­ tionsbündel, das Haupt- und das Nebenbündel, übertragen. Diese beiden Synchronisationsbündel können zusätzlich zum Pilotbündel auf dem gemeinsam genutzten Pilot/Datenkanal verwendet werden, um den Entzerrer anzupassen.

Ein Verfahren zur Durchführung der Anpassung des Entzerrers ist in Fig. 8 erläutert. Fig. 8 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers 800 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 800 enthält eine Abtasteinrichtung 802, einen adaptiven Entzerrer 804 und einen Verkehrskanalde­ modulator 808. Wenn Datenzeichen auf dem Verkehrskanal vorhanden sind, schließt ein Schalter 810, um die demodulier­ ten Daten als Ausgang des Empfängers 800 bereitzustellen. Zur Erzeugung eines Fehlersignals zur Anpassung des Entzerrers 804 empfängt ein Fehlersignalgenerator 834 Zeichen, die den Pilotzeichen, dem Hauptsynchronisationsbündel und dem Nebensynchronisationsbündel entsprechen. Ein Pilotkanaldemo­ dulator 812 demoduliert den Pilotkanal. In der erläuterten Ausführung werden die demodulierten Pilotzeichen in einem Multiplizierer 814 durch die Amplitude des Datenkanals skaliert. Ein Schalter 816 schließt, wenn Pilotzeichen vorhanden sind. Im UMTS Alpha System sind die Synchronisa­ tionsbündel nicht gespreizt, deshalb wird der Ausgang der adaptiven Entzerrers 804 unter Umgehung des Entspreizers 806 direkt an einen Demodulator des Hauptsynchronisationsbündels 818 und an einen Demodulator des Nebensynchronisationsbündels 820 bereitgestellt. Da das Hauptsynchronisationsbündel zum Zeitpunkt der Übertragung moduliert ist, wird diese Modula­ tion durch einen Multiplizierer 821 entfernt. Beide demodu­ lierten Synchronisationsbündel werden im Multiplizierer 822 und im Multiplizierer 824 durch die Amplitude des Synchroni­ sationskanals skaliert. Ein Schalter 826 schließt, wenn das Hauptsynchronisationsbündel vorhanden ist und ein Schalter 828 schließt, wenn das Nebensynchronisationsbündel vorhanden ist. Ein Kombinierer 832 kombiniert die Haupt- und Nebensyn­ chronisationsbündel und ein Kombinierer 830 kombiniert dieses Ergebnis mit den Pilotzeichen. Die Summe wird an den Fehler­ signalgenerator 834 bereitgestellt. Ein Schalter 836 schließt, wenn ein Pilotzeichen vorhanden ist oder wenn die Synchronisationsbündel vorhanden sind, und der adaptive Entzerrer 804 paßt sich in Reaktion auf das Fehlersignal an.

Auf diese Weise wird der Entzerrer in Fig. 8 zwischen Pilot/Synchronisationsbündeln eingefroren. Alternativ kann Interpolation verwendet werden, wenn die Datenbündel gepuf­ fert werden, ähnlich zu der Ausführung der Fig. 7. Es ist in Fig. 8 ebenfalls anzumerken, daß es notwendig ist, die Modulationsfolge, die auf dem Nebensynchronisationskanal verwendet wird, durch die Verwendung des Multiplizierers 821 auszulöschen.

Wie aus dem Voranstehenden erkannt werden kann, liefert die vorliegende Erfindung eine Datenübertragungseinrichtung und ein Verfahren zur Störungsunterdrückung durch Verwendung der adaptiven Entzerrung in einem Datenübertragungssystem mit gespreiztem Spektrum. Ein Empfänger der Datenübertragungsein­ richtung enthält einen adaptiven Entzerrer, der sich durch Verwendung eines Pilotsignals, wie beispielsweise der Pilotkanal eines IS-95 Systems, anpaßt. Die Datenübertra­ gungseinrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindung gewährleisten wichtige Vorteile.

Erstens, die vorliegende Erfindung gewährleistet wesentliche Leistungsvorteile in Bezug auf einen Empfänger mit angepaßtem Filter, wie beispielsweise ein RAKE-Empfänger. Große Verstär­ kungen sind erreichbar, wenn I_oc/I_or klein ist. Wenn I_oc/I_or≧1 ist, sind wesentliche Verstärkungen erreichbar, wenn die Fremdzellenstörung nur durch eine oder zwei Sektoren domi­ niert wird. Wenn sich der Entzerrer zu einer optimalen oder nahezu optimalen Lösung anpaßt, ist die Leistung des MMSE- Entzerrers immer zumindest so gut wie der Empfänger mit angepaßtem Filter.

Zweitens, die Verwendung eines adaptiven Entzerrers befreit den Empfänger von der ständigen Zuweisung und Neuzuweisung der RAKE-Empfängerfinger unter den zahlreichen Mehrwegekompo­ nenten, die von Sektoren empfangen werden, die im Zustand des sanften Kanalwechsels mit der Mobilstation sind. Ein Entzer­ rer wird statt dessen jedem Sektor zugewiesen, der im Zustand des sanften Kanalwechsels mit der Mobilstation ist. Einige Studien haben gezeigt, daß für vorgesehene Breitband CDMA Systeme, die eine Bandbreite von 5-20 MHz haben, die größere Fähigkeit, Mehrfachwege zu bewältigen, tatsächlich die Empfängerleistungsfähigkeit verschlechtern kann, wenn die Mobilstation nicht allen wesentlichen Mehrfachwegen Finger zuweist. Für Breitband CDMA Systeme kann die Anzahl der Finger, die erforderlich sind, um alle wesentlichen Mehrfach­ wege zu kombinieren, ziemlich groß sein. Gegenwärtige CDMA Mobilstationen verwenden drei oder vier RAKE Finger in einem System mit einer Bandbreite von 1,25 MHz. Wenn die Anzahl der Finger, die im Empfänger benötigt werden, mit der Bandbreite anwächst, würden die vorgesehenen 5, 10 und 20 MHz Systeme 16, 32 bzw. 64 RAKE Finger benötigen. Die erfolgreiche Zuweisung und Neuzuweisung dieser vielen Empfängerfinger würde schwierig sein.

Während eine spezielle Ausführung der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden ist, können Modifikationen gemacht werden. Zum Beispiel kann die Anzahl der Empfänger­ schaltungen, die in den Empfängern der Fig. 2 und Fig. 3 enthalten sind, auf jede geeignete Zahl erhöht werden. Es ist deshalb beabsichtigt, in den angefügten Ansprüchen alle solche Veränderungen und Modifikationen abzudecken, die in den wahren Sinn und Bereich der Erfindung fallen.

Claims (8)

1. Verfahren zum Empfang von Hochfrequenz-(RF)Signalen an einem Empfänger, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

• - Entzerrung des RF-Signals in einem adaptiven Entzer­ rer, wodurch ein entzerrtes Signal erzeugt wird;
• - Demodulation des entzerrten Signals, wodurch demodu­ lierte Daten erzeugt werden;
• - Erzeugung eines Fehlersignals durch Vergleich eines Pilotkanals des entzerrten Signals mit einer vorbe­ stimmten Datenfolge; und
• - Anpassung des adaptiven Entzerrers in Reaktion auf das Fehlersignal.

2. Verfahren nach Anspruch 1, weiter die folgenden Schritte umfassend:

• - Erzeugung einer Abschätzung des Signal/Rausch-Verhält­ nisses (SNR) für die RF-Signale; und
• - Skalierung der demodulierten Daten in Reaktion auf die Abschätzung des SNR.

3. Verfahren nach Anspruch 2, weiter den Schritt der Ent­ schlüsselung der skalierten demodulierten Daten nach ei­ nem Maximum-Wahrscheinlichkeitsverschlüsselungsalgorith­ mus.

4. Verfahren nach Anspruch 1, weiter die folgenden Schritte umfassend:

• - Empfang von Pilotzeichen während erster Zeitinter­ valle;
• - Empfang von Datenzeichen während zweiter Zeitinter­ valle, die zwischen die ersten Zeitintervalle einge­ streut sind; und
• - Anpassung des adaptiven Entzerrers nur während der ersten Zeitintervalle.

5. Verfahren nach Anspruch 4, weiter den Schritt der Bereit­ stellung der demodulierten Daten umfassend, nur während der zweiten Zeitintervalle.

6. Verfahren nach Anspruch 1, weiter die folgenden Schritte umfassend:

• - Empfang von Pilotzeichen während erster Zeitinter­ valle;
• - Empfang von Datenzeichen während zweiter Zeitinter­ valle, die zwischen die ersten Zeitintervalle einge­ streut sind;
• - Anpassung des adaptiven Entzerrers während der ersten Zeitintervalle, wodurch ein erstes entzerrtes Signal erzeugt wird;
• - Interpolation eines interpolierten Entzerrers während der zweiten Zeitintervalle, indem Koeffizienten vom adaptiven Entzerrer verwendet werden, wodurch ein zweites entzerrtes Signal erzeugt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, weiter die folgenden Schritte umfassend:

• - Erzeugung des Fehlersignals in Reaktion auf das erste entzerrte Signal; und
• - Demodulation des zweiten entzerrten Signals, um die demodulierten Daten zu erzeugen.

8. Verfahren nach Anspruch 1, weiter die folgenden Schritte umfassend:

• - Erkennung eines Pilotkanals und eines oder mehrerer Synchronisationskanäle des RF-Signals; und
• - Erzeugung des Fehlersignals in Reaktion auf den Pilot­ kanal und auf einen oder mehrere der Synchronisations­ kanäle.