CN1770660A - 接收器内处理信号的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在接收器内处理信号的方法和系统，包括通过M个接收天线接收空间多路复用信号；分离接收到的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流，其中每个MIMO数据流对应一个空间多路复用输入信号；使用M－1个移相器为每个检测的MIMO数据流估算一个复相和振幅；对接收到的空间多路复用信号中的多个MIMO数据流的包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形进行处理，然后对生成的处理后复合波形进行滤波，生成带宽限制在基带带宽的信号；使用该估算的复相和振幅对所述接收到的空间多路复用信号的一个或多个的相位和/或振幅进行调整。该相位和/或振幅可以进行连续地调整，也可以在不连续的时间间隔内进行调整。

Description

接收器内处理信号的方法和系统

技术领域

本发明涉及对接收的射频信号(RF)的处理，更具体地，本发明涉及一种接收器内处理信号的方法和系统。

背景技术

移动通信改变了人们通信的方式，移动电话也从一种奢侈品转变为人们日常生活的基本组成部分。移动电话的使用取决于社会情况，而不受地点和技术的限制。当前，语音连接已经满足了日常通信的基本需要，移动语音连接正不断溶入日常生活的方方面面，而移动通信革命的下一步将是移动互联网。移动互联网将注定成为日常信息的主要来源，在这以后，更加便利的通用移动数据接入将接踵而至。

为满足对未来移动互联网的上述要求，特别设计了第三代(3G)蜂窝网络。随着这些服务的应用更加普及，网络容量的最优性价比和服务质量(QoS)等因素对于蜂窝电话运营商来说，将变得更为重要。可以通过仔细的网络规划和运作以及传输方法和接收器技术的改进来实现上述因素。在这里，运营商需要一种技术来增加下行吞吐量，然后提供更加出色的QoS性能和传输速率，来同使用电缆调制解调制器和DSL方式提供服务的运营商展开竞争。在这点上，建设基于宽带CDMA(WCDMA)技术的网络，可以为今天的无线运营商提供向终端用户传输数据更加可行的选择。

图1a所示为现有的WCDMA规范为增加下行吞吐量进行的技术发展的时间轴示意图。图1a中示出了各种无线技术所能提供的数据率，这些技术包括通用分组无线业务(GPRS)100、GSM(全球移动通信系统)的增强数据率技术(EDGE)102、通用移动通信系统(UMTS)104以及高速下行分组接入(HSDPA)106。

GPRS和EDGE技术可以用于提高当前的第二代系统如GSM的数据吞吐量。GSM技术可以支持高达14.4Kb/s的数据率，而2001年提出的GPRS技术允许使用每个时分多址(TDMA)帧中多达8个的时隙传送数据，从而可以支持高达155Kb/s的数据率。相比之下，GSM技术只允许使用TDMA帧中的1个时隙传送数据。2003年提出的EDGE技术，可以支持的高达384Kb/s的数据率。EDGE技术使用八进制移相键控(8-psk)调制来提供比GPRS更高的数据率。GPRS和EDGE技术通常认为是“2.5”代技术。

2003年提出的UMTS技术，理论数据率可高达2Mb/s，是一种在GSM基础上改进的WCDMA 3G系统。UTMS技术之所以能提供如此高的传输速率，其一个原因是它使用了5MHz的WCDMA信道带宽，而GSM使用的是200KHz的信道带宽。HSDPA是一种基于网际协议(IP)的服务技术，用于数据通信领域，采用WCDMA来支持10Mb/s的数据传输速率。经过第三代移动通信合作项目(3GPP)组的进一步发展，HSDPA技术现在可以使用多种方法来提供更高的数据传输速率。例如，许多传输决定可以在基站级别上作出，对此在移动交换中心(局)作出，其更靠近用户设备。这些决定包括决定要传输的数据的调度，数据什么时候发送，以及对传输信道的质量进行评估。HSDPA技术还可以使用可变编码率。HSDPA技术还可以在高速下行共享信道(HS-DSCH)上支持16位正交调幅，从而允许多个使用者可以共享一条空中接口信道。

在某些例子中，HSDPA可以使网络容量增大两倍，且数据传输速率比最先进的3G网络还高5倍(超过10Mb/s)。HSDPA还可以降低下行传输延迟的偏差，进而缩短网络和终端设备之间的往返周期。这些性能优势可以直接转化为网络性能和客户满意度的提升。因为HSDPA是WCDMA家族的一个扩展，所以它也是建立在世界上最流行的移动通信技术所提供的大经营节约性之上。HSDPA在许多方面提供了突破性的改进，这些改进包括：WCDMA网络分组数据容量、增强频谱和无线接入网络(RAN)硬件的效率以及最新型网络的实现。这些改进可直接转化为更低的每比特成本、更快更可用的服务，并且提供了一种可以在未来以数据为中心的市场中进行更有效竞争的网络。

HSDPA带来的容量、质量和性价比优势为网络运营商及其用户提供了一定程度上的收益。对运营商来说，对当前WCDMA网络的后向兼容升级，是在网络发展中迈出的非常合理同时又具有极高性价比的一步。在配置HSDPA时，它可以在同一运营商中与WCDMA Release 99服务共存，允许运营商为当前的WCDMA网络提供更大的容量和更高的数据传输速率。运营商可以以此方法在单个载频上支持数量可观的高速率用户。HSDPA使真正畅销型移动IP多媒体成为可能，并且在降低服务的每比特成本的同时拉动数据型服务消费提升，并因此拉动税收和底线网络利润的提升。对数据密集型应用的使用者来说，HSDPA的性能优势可以转化为更短的服务响应时间、更低的延迟和可明显感觉到的更快连接速度。用户还可以在打电话的同时使用HSDPA下载分组数据。

相比以前的或同时期的其他技术，HSDPA可以在多方面提供显著的性能提升。例如，HSDPA将WCDMA比特率扩展至10Mb/s，使用更高阶调制方式(16-QAM)以及使用自适应编码和调制方法实现更高的理论数据传输峰值。最大QPSK比特率是5.3Mb/s，使用16-QAM则为10.7Mb/s。高达14.4Mb/s的理论比特率可以在不使用信道编码的情况下实现。终端性能可以从900Kb/s提升到使用QPSK调制后的1.8Mb/s，使用QPSK调制后可达到3.6Mb/s甚至更高。最高性能级支持的最大理论比特率为14.4Mb/s。

但是，WCDMA和HSDPA等高级无线技术的实现仍然需要克服一些结构上的障碍。例如，耙式接收器是CDMA系统中最常用的接收器，这主要是因为其自身结构的简易性和合理的性能表现，WCDMA Release 99网络也设计为使用耙式接收器。耙式接收器包括一组扩频序列相关器，每个该相关器接收一个单独的多路信号。耙式接收器在多个不连续通路上工作。接收到的多路信号可以使用几种方式进行合并，在这些合并方式中最大比合并(MRC)是相关接收器优先考虑的方式。但是，在许多实际系统中，耙式接收器都不是最理想的，例如，它的性能可能会因为多址干扰(MAI)(也即由网络中其他用户引起的干扰)而下降。

在WCDMA下行链路中，多址干扰可由扇区间(inter-cell)干扰和扇区内(intracell)干扰引起。来自相邻基站的信号构成了扇区间干扰，其特征是达到信号的扰码、信道和角度不同于所期望的基站信号。使用空间均衡可以抑制扇区间干扰。在使用正交扩频码的同步下行链路应用中，扇区内干扰可由多路传播引起。由于扩频序列与任意时移之间的非零交叉相关，解扩频后，在传播路径间(或耙指)存在干扰，从而引起多址干扰(MAI)和路径间干扰(IPI)。扇区内干扰的程度明显依赖于信道响应。在接近的平衰减信道中，物理信道保持几乎完全正交，并且扇区内干扰不会对接收器的性能带来明显的影响。另一方面，耙式接收器的性能受选频信道中扇区内干扰的影响而严重降低。频率选择性对WCDMA网络中的所有信道来说是很普通的。

为对抗MAI，可以使用线性干扰抑制算法，该算法是建立在线性信道均衡基础上的，并且适用于使用长正交扰码的WCDMA/HSDPA系统。由于在WCDMA下行链路中应用非线性信道均衡器时遇到了许多困难，使用非线性均衡器对期望物理信道的探测可能需要使用干扰消除器或最优多用户接收器。这两种类型的接收器可能不允许在移动终端中混合使用，并且所用到的数据信息在移动终端中尚不可用。可选择地，整个基站信号可被视为所期望的信号。但是，非线性均衡器依赖于预先知道期望信号集群，但该信息在WCDMA终端中尚不可用。整个基站信号集群，也就是所有物理信道的和，是一个不均匀间隔的高阶正交调幅(QAM)集群。由于传输功率控制(TPC)和控制数据域间可能的功率偏移，专用物理信道的时分多路传输，集群的间隔经常变化。集群次序同样因不连续的传输而频繁改变。这使得获得集群的精确估计值非常困难。

在这点上，多发射和/或接收天线的使用可以带来整个系统性能的提升。这些多天线配置，有时也被称为智能天线技术，可以用来减轻多路径和/或信号接收过程中的信号干扰产生的负面影响。值得期待的是，智能天线技术将更多的用来连接蜂窝系统内的基站设施和移动用户设备，以解决这些系统中日益增长的容量需求。这些需求的增长，部分是由当前基于语音的服务向下一带提供语音，视频和数据通信的无线多媒体服务的转移而造成的。

多发射和/或接收天线的使用将带来分集增益和阵列增益，并且抑制在信号接收过程中产生的干扰。这种分集增益可通过以下几种方式提高系统性能：增加接收信噪比，提供更多的抗干扰能力，和/或允许更大范围的频率复用来实现更高的容量。在使用了多天线接收机的通信系统中，例如，可以使用一组M个接收天线消除M-1个干扰信号的影响。因此，可以使用N个发射天线同时在同一带宽上发射N个信号，随后，该发射信号被布置在接收机中的N个天线分离为N个单独的信号。使用多发射和多接收天线的系统通常被认为是多进多出(MIMO)系统。多天线系统，特别是MIMO系统引人注目的一个重要方面是使用这种配置后的，可以实现系统容量的的显著增加。总传输功率固定的情况下，MIMO配置所提供的容量可以随信噪比(SNR)的增加而变化。

但是，在无线通信中，特别是无线手持设备中广泛配置的多天线系统，由于其大小、复杂度和功耗的增加而引起成本增加，使得其应用范围受到限制。必须为每个发射和接收天线单独提供一个射频链直接导致了多天线系统成本的增加。每条射频链通常包括一个低噪声放大器(低噪放大器)，一个滤波器，一个下变频转换器和一个模/数转换器(A/D)。在某些现有的单天线无线接收机中，所需的单个射频链占了接收器总成本的30％以上。因此，很明显，随着发射和接收天线数量的增加，系统复杂度、功耗和总成本也随之增加。这为移动系统的设计和应用造成了很多问题。

通过与本申请后续部分结合附图介绍的本发明提出的系统相比较，现有的和传统的方法的局限性和缺点对于本领域的普通技术人员来说是很明显的。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提出一种在接收器内处理信号的方法和系统，用于实现WCDMA/HSDPA空间多路复用MIMO系统内的单权重天线系统。

根据本发明的一个方面，提出一种在接收器内处理信号的方法，所述方法包括：

通过M个接收天线接收空间多路复用信号；

分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述每个MIMO数据流对应至少一个空间多路复用输入信号；

使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

优选地，所述方法进一步包括处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形。

优选地，所述方法进一步包括对所述处理后的包含有所述同相和正交成分的复合波形进行滤波以生成基带带宽限制信号。

优选地，所述方法进一步包括使用所述估算的复相和振幅调整至少一个所述接收的空间多路复用信号的相位和振幅中的至少一个。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个被连续地调整。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个以不连续的时间间隔进行调整。

优选地，所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流通过至少一个天线从至少一个发射基站发射。

优选地，所述方法进一步包括为所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流中的至少一个生成至少一个时变脉冲响应的信道估计值。

优选地，所述方法进一步包括利用所述生成的至少一个时变脉冲响应的信道估计值生成至少一个发射控制信号，其中所述生成的至少一个发射控制信号用于对所述已接收的空间多路复用信号或后来接收的空间多路复用信号的相位和振幅中至少一个进行调整。

优选地，所述至少一个发射控制信号通过一个单权重生成器生成。

根据本发明的一个方面，提出一种机器可读存储器，其内存储有计算机程序，包括至少一个用于在接收器内处理信号的代码部分，所述至少一个代码部分可由一机器执行以使该机器执行如下步骤：

通过M个接收天线接收空间多路复用信号；

分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述多个MIMO数据流的每一个对应至少一个空间多路复用输入信号；

使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括有处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括有对所述处理后的包含有所述同相和正交成分的复合波形进行滤波以生成基带带宽限制信号的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括有使用所述估算的复相和振幅调整至少一个所述接收的空间多路复用信号的相位和振幅中的至少一个的代码。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个被连续地调整。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个以不连续的时间间隔进行调整。

优选地，所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流通过至少一个天线从至少一个发射基站发射。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括有为所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流中的至少一个生成至少一个时变脉冲响应的信道估计值的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括有利用所述生成的至少一个时变脉冲响应的信道估计值生成至少一个发射控制信号的代码，其中所述生成的至少一个发射控制信号用于对所述已接收的空间多路复用信号或后来接收的空间多路复用信号的相位和振幅中至少一个进行调整。

优选地，所述至少一个发射控制信号通过一个单权重生成器生成。

根据本发明的一个方面，提出一种在接收器内处理信号的系统，所述系统包括：

M个接收天线，用于接收空间多路复用信号；

第一处理器，分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述多个MIMO数据流的每一个对应至少一个空间多路复用输入信号；

一个信道估算器，使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

优选地，所述系统进一步包括一个滤波器，处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形。

优选地，所述滤波器对所述处理后的包含有所述同相和正交成分的复合波形进行滤波以生成基带带宽限制信号。

优选地，所述系统进一步包括第二处理器，使用所述估算的复相和振幅调整至少一个所述接收的空间多路复用信号的相位和振幅中的至少一个。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个被连续地调整。

优选地，所述相位和振幅中的至少一个以不连续的时间间隔进行调整。

优选地，所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流通过至少一个天线从至少一个发射基站发射。

优选地，所述系统进一步包括一个信道估算器，为所述接收的空间多路复用信号内的所述多个多数据流中的至少一个生成至少一个时变脉冲响应的信道估计值。

优选地，所述系统进一步包括一个控制信号生成器，利用所述生成的至少一个时变脉冲响应的信道估计值生成至少一个发射控制信号，其中所述生成的至少一个发射控制信号用于对所述已接收的空间多路复用信号或后来接收的空间多路复用信号的相位和振幅中至少一个进行调整。

优选地，所述至少一个发射控制信号通过一个单权重生成器生成。

本发明的各种优点、目的和创新特征以及具体实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。

附图说明

图1a是现有的WCDMA规范为增加下行吞吐量进行的技术发展的时间轴示意图；

图1b是根据本发明一个实施例的实现低延迟链路自适应的HSDPA分布式结构的示意图；

图1c是根据本发明一个实施例的用来删除无线网络控制器中有关重传调度和存储的内容的设置在基站中的第一层HARQ控制的示意图；

图1d是根据本发明一个实施例的基于HSDPA的宏单元和微单元系统的平均传输载荷的柱状示意图；

图1e是根据本发明一个实施例的使用单权重的空间多路复用多进多出天线系统的方框示意图；

图2是根据本发明一个实施例的利用N个发射天线和2个接收天线进行相位旋转并确定一额外的接收天线的最佳相位和振幅的系统的方框示意图；

图3是根据本发明一个实施例的用于确定信号估计值的系统的方框示意图；

图4是根据本发明一个实施例用于在MIMO通信系统内进行空间多路复用的接收器的方框示意图；

图5A是根据本发明一个实施例的一个利用空间多路复用的基带处理器和多个接收链路子处理器的方框示意图；

图5B是根据本发明一个实施例的最大比合并(MRC)模块的示意图；

图6是根据本发明一个实施例的实现信号均衡的方法的流程图。

具体实施方式

本发明提出一种实现WCDMA/HSDPA空间多路复用(SW)多进多出(MIMO)系统内的单权重(SW)天线系统的方法和系统。根据本发明，一空间多路复用多路径信号可通过M个接收天线接收。一单权重生成器基带处理器可生成多个控制信号或权重，其被M-1个移相器用来调整所述接收的空间多路复用多路径信号的多个数据流的相位和/或振幅。此外，该单权重生成器基带处理器还可以生成控制信号，用于在一个或多个空间多路复用WCDMA/HSDPA信号的发射处理的分集模式期间对相位和/或振幅进行调整。

图1b是根据本发明一个实施例的实现低延迟链路自适应的HSDPA(高速下行分组接入)分布式结构的示意图。图1b中示出了终端110和112以及一个基站(BS)114。HSDPA建立在分布式结构基础上，通过在基站114中设置关键性处理来实现低延迟链路自适应，并因此更靠近空中接口，如图所示。HSDPA调整在现有的SM/EDGE标准内建立的方法，包括快速物理层(L1)重传合并和链路自适应技术，来实现移动终端110、112与基站114之间分组数据吞吐量的显著提高。

HSDPA技术采用了几种重要的新技术改进，包括基站114中下行分组数据操作的调度，高阶调制，自适应调制和编码，混合自动重发请求(HARQ)，瞬时信道状态的物理层反馈和允许几个用户共享空中接口信道的一种新的传输信道类型，被称为高速下行共享信道(HS-DSCH)。进行配置后，HSDPA可以与现有的WCDMA和UMTS服务共存于同一载波中，允许运营商向现有的WCDMA网络中引入更大的容量和更高的数据传输速率。通过自适应调制和编码、扩展多重码操作和快速高效重传策略，HSDPA替换了WCDMA的许多基本特征，例如，可变扩频因子和快速功率控制。

在现有的WCDMA网络中，下行链路的功率控制动态范围大约是20dB，而上行链路的功率控制动态范围可达70dB。WCDMA下行链路的功率控制动态特性受限于并行码信道上的用户间的潜在干扰以及WCDMA基站实现的本质特征。对于靠近基站的WCDMA用户而言，功率控制并不能最佳的降低功率，将功率降低到超过20dB后仅对容量产生较小的影响。例如，HSDPA利用高级链路自适应以及自适应调制编码(AMC)来保证所有用户享受到可能达到的最高数据率。因此，AMC根据适当的无线链路的质量自适应的选择调制编码方法。

图1c是根据本发明一个实施例的用来删除无线网络控制器中有关重传调度和存储的内容的设置在基站中的第一层HARQ控制的示意图。图1c中示出了混合自动重发请求(HARQ)操作，该操作被设计用于缩减重传延迟并提高重传效率。第一层HARQ(Layer 1 HARQ)控制位于节点B或基站(BS)122中，从而删除无线网络控制器(RNC)120中有关网络重传调度和存储的内容。这种HARQ方法避免了集线器延迟，并在一定程度上降低了最终的重传延迟。

例如，当链路误码出现时，由于信号干扰或其他原因，移动终端124可请求对数据分组进行重传。当前的WCDMA网络通过无线网络控制器120处理这类重传请求，而HSDPA重传请求在基站122中管理。此外，接收到的分组数据只有在成功解码后才能在物理层进行合并和恢复。如果解码失败，重传的数据将与信道解码前的数据进行合并。HSDPA方法允许先前发送的帧(解码失败的帧)与重传的帧进行合并。这种合并策略最小化额外重传请求需要的同时提供更好的解码效率和分集增益。

虽然扩频因子可以是固定的，编码率可在1/4和3/4之间变化，且HSDPA规范支持多达10种多重码的使用。更强的编码、快速HARQ和多重码操作使得不再需要可变扩频因子，并允许使用比在大多数CDMA系统中使用的传统耙式接收器更高级的接收器结构如均衡器。这种方法还可以使用户接收到最佳的可用数据率，无论是具有较好信号质量或较高编码率的用户，还是处于蜂窝网边缘较远处具有较低编码率的用户。

通过将数据通信调度移至基站122处理，从而更加靠近空中接口，并通过使用有关信道质量、终端性能、QoS和功率/编码可用性方面的信息，HSDPA可以实现更加高效的数据分组传输调度。通过将这些智能网络操作移至基站122处理，允许系统充分利用短期变化的优势，从而加快和简化关键的传输调度过程。例如，HSDPA方法可以管理调度安排来跟踪用户信号的快速衰减，并且在条件允许的情况下，在一个较短的时间段内将大部分蜂窝容量分配给单独一个用户使用。在基站122处，HSDPA收集并使用每个活跃用户的信道质量的估计值。这种反馈提供了大范围内的信道物理层状况的当前信息，包括功率控制、ACK/NACK比、QoS和HSDPA特殊用户反馈。

虽然WCDMA Release 99或WCDMA Release 4支持下行信道(DCH)或下行共享信道(DSCH)，而由WCDMA Release 5提供的HSDPA操作可在高速下行共享信道(HS-DSCH)上实现。同10、20、40或80毫秒的DSCH帧长相比，这种高速方法使用2毫秒间隔的帧长(也称为传送时间间隔)。DHCP使用4到256位(chips)的可变扩频因子，而HS-DSCH使用最多具有15个代码的16位固定扩频因子。HS-DSCH可以支持16位正交调幅(16-QAM)，链路自适应，以及在物理层使用HARQ对重传信号进行合并。HSDPA还调整高速共享控制信道(HS-SCCH)来传送所需的调制和重传信息。一条上行高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)在上行链路上传送ARQ应答、下行链路质量反馈和其他必要的控制信息。

图1d是根据本发明一个实施例的基于HSDPA的宏单元和微单元系统的平均传输载荷的柱状示意图。如图1d中的图表130所示，在实际配置中，与WCDMARelease 99相比，HSDPA提供了大于2倍的最高用户比特率峰值。使用可以与DSL调制解调器速率相媲美的比特率，HS-DSCH在大的宏单元环境中可以提供给用户超过1Mbit/s的比特率，在较小微单元环境中可以提供高达5Mbit/s的比特率。HSDPA方法既支持非实时UMTS QoS类，也支持带有保证比特率的实时UMTS QoS类。

跟WCDMA Release 99相比，定义为通过单个蜂窝每秒发送给用户的比特总量的蜂窝吞吐量，在使用HSDPA的情况下增长100％。这是因为HSDPA使用HARQ将分组数据重传与前一传输进行合并，因此没有浪费任何传输。同WCDMARelease 99中只使用PQSK调制相比，高阶调制方法如16-QAM能提供更高的比特率，甚至是在两个系统中使用相同正交码的情况下。在低路径间干扰和低扇区间干扰的状态下，可以获得最高吞吐量。在微单元设计中，例如，HS-DSCH可以支持高达每扇区每载波5Mbit/s或1bit/s/Hz/cell的数据传输速率。

图1e是根据本发明一个实施例的使用单权重的空间多路复用多进多出天线系统的方框示意图。图1e中示出了一个收发器系统120，包括一个或多个基带发射站(BTS)BTS₁到BTS_k，多个接收天线128_1...M，一个预均衡模块130，多个射频接收模块132_1...P，多个芯片匹配滤波器(chip matched filter，CMF)134_1...P，多个群集路径处理器(CPP)136_1...P，一个基带处理器138和一个单权重生成器基带处理器模块141，该单权重生成器基带处理器模块141进一步包括一个单权重生成器(SWG)信道估算模块140和一个单权重生成器(SWG)算法模块144。

在发射侧，每个基带发射站BTS_i包括预编码相位和/或振幅校准模块121_i，N个射频发射模块1241_i...Ni和N个天线126_1i...Ni。每个BTS_i可以在具有实际时变脉冲响应的信道上发射一个或多个空间多路复用信号。收发器系统120内使用的所有接收和发射信道的总的时变脉冲响应127对应于信道矩阵H。根据本发明的一个方面，通过利用对应BTS_i的发射天线126_1i...Ni，每个BTS_i可以使用空间多路复用技术来发射一个或多个信号。但是，本发明不应仅限于此。例如，在上述空间多路复用信号的传输过程中也可以使用其他BTS的一个或多个天线。

预编码相位和/或振幅校准模块121_i可包含适当的电路、逻辑和/或代码，用于利用来自单权重生成器(SWG)算法模块144的信道反馈。例如，预编码相位和/或振幅校准模块121i可以用于使用一组权重w₁和w₂与发射的空间多路复用信号进行卷积。预编码相位和/或振幅校准模块121_i可使用一个二维滤波处理来生成频率选择性信号，其中上述滤波处理包括将计算的权重与发射的数据序列进行矩阵相乘。因此，信道可从频率选择性信道转换为平衰减信道。这样的话，预编码相位和/或振幅校准模块121_i可利用一自适应算法计算权重，并重复的搜寻最优权重方案。根据本发明的一个实施例，预编码相位和/或振幅校准模块121_i可利用一个最小均方(LMS)算法计算权重。尽管如此，本发明并不限于此，本发明还可以采用其他权重计算算法。此外，预编码相位和/或振幅校准模块121_i还用于处理多路经信号。

射频发射模块124_1i...Ni可以包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于处理射频信号。射频发射模块124_1i...Ni可以执行例如滤波、放大和/或模数转换(A/D)操作。多个发射天线126_1i...Ni可以从多个发射模块124_1i...Ni向多个接收天线128_1...M发射处理后的射频信号。

预均衡模块130可以包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于从单权重生成器基带处理器模块141获取一个或多个控制信号或权重，并将其应用到每个输入信号R_1...M上。随后，预均衡模块130可以修改由多个接收天线128_1...M接收的发射的空间多路复用信号的一部分的相位和/或振幅，并生成多个输出信号RF_1...P。多个射频接收模块132_1...P可以包含适当的逻辑、电路和/或代码，用于对接收的模拟射频信号RF_1...P进行放大，然后降频转换成基带频率。多个射频接收模块132_1...P中的每一个都包含一个模数(A/D)转换器，用于将接收的模拟基带信号数字化，并还包括有电压控制振荡器、混频器和/或低通滤波器。

多个芯片匹配滤波器(CMF)134_1...P可以包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于对多个射频接收模块132_1...P的输出进行滤波，从而生成同相(I)和正交(Q)成分。在本发明的一个实施例中，多个芯片匹配滤波爨(CMF)134_1...P可包括一对数字滤波器，用于对I和Q成分滤波以限制在WCDMA基带带宽范围内，例如3.84MHz。

多个群集路径处理器(CPP)136_1...P可生成每个接收天线R_i的信道的实际时变脉冲响应的k个估计值

SWG信道估算模块140对每个接收天线R_i的信道的实际时变脉冲响应的k个估计值

进行处理，并生成处理后的估算信道矩阵

供单权重生成器(SWG)算法模块144使用。根据本发明的一个方面，SWG信道估算模块140可以包括多个SWG信道估算模块。例如，SWG信道估算模块140可以包括k个SWG信道估算模块，其中的每一个将用于对每个接收天线Ri的信道的实际时变脉冲响应估计值

进行处理，并生成矩阵

2005年6月30日申请的美国专利申请号为11/173,854的美国专利申请“快速多路径采集”提供了对信号群集的详细描述，该申请在此全文引用。

基带处理器138用于从多个芯片匹配滤波器(CMF)134_1...P接收多个同相(I)和正交(Q)成分，并从对应的群集路径处理器136中接收每个接收天线R_i的信道的实际时变脉冲响应估计值

随后，基带处理器138生成每个基带发射站的多个原始输入信号X₁到X_P的估计值

到

基带处理器138还可以采用BLAST算法通过执行子流检测(sub-stream detection)和子流对消(sub-stream cancellation)分离不同的时空信道。在这些情况下，使用BLAST算法可使传输容量几乎呈线性增加。在本发明的一个方面中，基带处理器138可以利用来自相同群集路径处理器模块的信道实际时变脉冲响应的估计值生成在收发器系统120内发射的空间多路复用信号的估计值。然而，本发明不应被限定到这一种方式上，同时，基带处理器138也可以使用来自不同基带发射站的信道实际时变脉冲响应的估计值来生成空间多路复用发射信号的估计值。

SWG算法模块144可以用于确定多个相位和振幅值A_i和Q_i，预均衡模块130使用这些值对由多个接收天线128_1...M接收的发射信号的一部分的相位和/或振幅进行修改，并生成多个输出信号RF_1...P。SWG算法模块144还可以用于计算有效权重W₁和W₂，然后传送给预编码相位和振幅校准模块121_i。该权重计算可基于一个成本函数或一个基于所使用的预均衡方法的二阶统计技术来进行。

图2是根据本发明一个实施例的利用N个发射天线和2个接收天线进行相位旋转并确定一额外的接收天线的最佳相位和振幅的系统的方框示意图。如图2所示，系统200可以包括发射器Tx₁，第一接收天线Rx₁ 202，第二接收天线Rx₂ 204，合并器206，复数乘法器208，射频模块211和单权重生成器基带(SWGBB)处理器210。发射器Tx₁可以包括预编码相位和/或振幅校准模块201和N个发射天线203_1...N。在系统200内使用的Tx₁与Rx₁和Rx₂之间所有接收和发射信道的总的时变脉冲响应对应于信道矩阵H 207。

合并器206可以包括适当的电路、逻辑和/或代码，用于将从天线Rx₂接收到的空间多路复用信号和从天线Rx₁接收到的空间多路复用信号合并。合并信号对应于两个接收天线的实际时变脉冲响应h₁。射频模块211随后对该合并信号进行处理。

SWGBB处理器210可包括相位旋转启动控制器214，时延216，SWG信道估算器218，单权重生成器(SWG)算法模块220和射频相位和振幅控制器212。对SWGBB处理器210的描述提供了对图1e所示的SWGBB处理器141的更详细的功能性描述。尽管SWGBB处理器210使用相位旋转来生成相位和振幅，但本发明不仅限于此。因此，也可以使用其他生成正交序列的方法来实现SWGBB处理器210，并在SWGBB处理器210中生成相位和振幅值。2005年6月30日申请的美国专利申请号为11/173,252的专利申请“WCDMA/HSDPA两个发射M个接收天线系统的单权重多进多出系统内信道的估算”提供了对单权重生成器基带的详细描述，该申请在此全文引用。

预编码相位和/或振幅校准模块201可以包括适当的电路、逻辑和/或代码，用于利用来自单权重生成器(SWG)算法模块的信道反馈。预编码相位和/或振幅校准模块201可接收p个信号输入x_1...p，并利用一组权重与发射信号进行卷积。预编码相位和/或振幅校准模块201可使用二维滤波处理来生成频率选择性信号，该二维滤波处理包括将计算的权重与发射的信号序列进行矩阵乘法运算。随后，信道从频率选择性信道转换为平衰减信道。这样的话，预编码相位和/或振幅校准模块201可以使用一个自适应算法来自适应的计算权重，并重复的搜寻最优权重方案。根据本发明的一个实施例，预编码相位和/或振幅校准模块201可以使用最小均方(LMS)算法来计算权重。LMS算法在实现复杂度和性能增益方面进行了良好的折衷。尽管如此，本发明并不限于此，本发明还可以使用其他的权重计算算法。

相位旋转操作期间，可以使用一复位信号来启动相位旋转启动控制器214。来自时延216的估计值以及两个接收天线的信道实际时变脉冲响应的信道估计值

被传送给信道估算器218进行处理。当处理结束后，信道估算器218将矩阵 传送给SWG算法模块220，并指示SWG算法模块220可以开始确定第二天线R_x2204接收的信号的该部分的适当的相位和振幅校正量。SWG算法模块220在确定相位和振幅值时可以利用噪音功率和干扰的估计值。SWG算法模块220可以向射频相位和振幅控制器212发出有关何时终止权重确定操作的指示。确定的相位和振幅值随后传送给射频相位和振幅控制器212。射频相位和振幅控制器212随后通过复数乘法器208对第二天线R_x2204接收的信号的该部分进行调整。

虽然如图所示的接收器系统200使用了两个接收天线，但本发明并不仅限于此。例如，SWG信道估算器218可生成一个 矩阵，其中M表示接收天线的数量，N表示发射天线的数量。如图2所示的系统中，信道估算器218可生成一个 矩阵。同样地，SWG算法模块220可为每个额外的接收天线生成M-1对振幅和相位值。如图2所示的系统中，SWG算法模块220可生成一组振幅和相位值。

图3是根据本发明一个实施例的用于确定信号估计值的系统的方框示意图。如图3所示，信道估算器318包括相相位旋转器302、复合并器306、第一积分器304和第二积分器308。

在操作过程中，信道估算器318可以在基带上确定两个接收天线的合并实际时变脉冲响应h为 $h=h_1+e^{j{w}_{r}t}{h}_2,$ 其中w_r＝2πf_r，f_r是旋转频率，h₁和h₂分别代表来自发射天线Tx_1或发射天线Tx_2的信道实际时变脉冲响应。从Tx_1和Tx_2发射的信号可以分别包含有不同的公共导频信道，例如CPICH1和CPICH2，这样一来，可以单独地为两个发射天线确定与第一天线(h₁)相关的信道实际时变脉冲响应的信道估计值

第一接收天线的信道的实际时变脉冲响应的信道估计值

可以通过采用0-360度旋转周期上的期望值h来确定，这样一来， $h_1=E[h_1+e^{j{w}_{r}t}{h}_2]=h_1+E\left[e^{j{w}_{r}t}{h}_2\right],$ 其中整个旋转周期上的

等于0。

上述信道估算技术可以分别对发射天线Tx_1和Tx_2执行，使用通过CPICH1和CPICH2估算的信道实际时变脉冲响应的估计值。随后，所有四个传输信道可以从一个2×2传输信道矩阵H中确定。第二接收天线(h₂)的实际时变脉冲响应可以采用h的期望值乘以一个0-360度旋转周期上的旋转波形的复共轭来确定。因此，第二接收天线(h₂)的实际时变脉冲响应可以表示为 $h_2=E\left[e^{-j{w}_{r}t}h\right]=E\left[e^{-j{w}_{r}t}(h_1+e^{j{w}_{r}t}{h}_2)\right]=E[e^{-j{w}_{r}t}{h}_1+h_2]=E\left[e^{-j{w}_{r}t}{h}_1\right]+h_2,$ 其中整个旋转周期上的

等于0。2005年6月30日申请的美国专利申请号为11/173,252的专利申请“WCDMA/HSDPA两个发射M个接收天线系统的单权重多进多出系统内信道的估算”提供了对信道估算器的详细描述，该申请在此全文引用。

第二天线上的旋转可以连续地进行，也可以周期性地进行。原因是连续地旋转会被调制解调器视为高多普勒(Doppler)，并且对于某些调制解调器实现来说，这样做会降低调制解调器的性能。例如，均衡器追踪将会变得更加难以实现。对于使用了最大比合并的接收器来说，这种影响相对来说不是很明显。连续旋转的周期取决于该多普勒。在较高的多普勒旋转中，需要对信道进行更加频繁的追踪，而在较低的多普勒旋转中，这种追踪可以不那么频繁。该周期还取决于所期望的调制解调器性能和信道估算精确度。例如，如果多普勒频率是5Hz，那么所选的连续旋转的周期就将是1/50Hz，或者每个衰减周期进行10次旋转(信道估算)。旋转本身的持续时间可基于信道估算精确度和相应的调制解调器性能进行选取。由于进行了更长时间的积分，更长的旋转时间将会带来更好的信道估算结果。

根据本发明的一个方面，天线旋转技术可以扩展到多个接收天线(M)。因此可以使用彼此正交的M-1个天线相乘波形(序列)。例如，可以使用Hadamard序列，这样一来第一天线序列就变成[1111]，第二天线序列是[-1-111]，第三天线序列是[-11-11]，等等。本发明的范围不受序列数量的限制，还可以使用其他的正交序列和波形。

在多发射天线(N)情况下，每个发射天线可以传送不同的序列，其可正交于其他发射天线序列。这可以通过利用WCDMA和/或HSDPA中不同的公共导频信道(CPICH)或专用导频位序列来完成。在这种情况下，上面描述的相同的接收天线信道估算操作可以用来估算所有的N×M个发射—接收信道。根据本发明的另一个方面，SWG信道估算器318可以处理仅仅一个信道估计值和/或多个信道估计值。本发明不受使用在SWG信道估算器中的信道估计值数量的限制。

图4是根据本发明一个实施例用于在MIMO通信系统内进行空间多路复用的接收器的方框示意图。如图4所示，接收器400可包括多个天线410_{1，2...，MR}，多个放大器412_{1，2...，MR}，多个振幅和相位补偿器414，多个滤波器420_1，2...，N，一个本地振荡器422，多个混频器424_1，2...，N，多个模数(A/D)转换器426_1，2...，N和一个空间多路复用基带处理器430。

天线410_{1，2...，MR}用于接收发射的空间多路复用信号。放大器412_{1，2...，MR}用于对MR个接收到的输入信号进行放大。振幅和相位补偿器414包括多个振幅和相位移位器(shifter)，用于补偿多个接收输入信号之间的相位差。多个权重应用于每个输入信号A_1...MR上，用来改变由多个接收天线412_1...MR接收到的发射信号的一部分的相位和/或振幅，并生成多个输出信号RF_1...N。多个滤波器420_1，2...，N用于滤波射频子流的低频成分，混频器424_1，2...，N用于将模拟射频子流降频转换为基带。本地振荡器422用于向混频器424_1，2...，N提供必要的信号以将模拟射频子流降频转换为基带。模数(A/D)转换器426_1，2...，N用于将模拟基带子流转换成相应的数字子流。空间多路复用基带处理器430用于处理数字基带子流，并将多个数字信号进行多路复用以生成一个输出信号，该输出信号亦即初始的空间多路复用发射信号的估计值。

在操作过程中，发射器发射的MT个射频空间多路复用信号可以被布置在接收器400侧的MR个接收天线410_{1，2，...，MR}接收。MR个接收信号中的每一个通过各自的低噪音放大器412_{1，2，...，MR}放大。多个权重被应用于每个输入信号A_1...MR上以改变由多个接收天线412_1，...，MR接收的发射空间多路复用信号的一部分的相位和/或振幅，并生成多个输出信号RF_1...N，然后通过多个低通滤波器420_{1，2，...，N}进行滤波。随后，生成的N个滤波信号通过N个混频器424_{1，2，...，N}混入一个由本地振荡器422生成的载波信号从而降频转换成基带。混频器424_{1，2，...，N}生成的N个基带信号随后通过多个模数(A/D)转换器426_{1，2，...，N}转换为数字信号。这N个数字信号随后通过空间多路复用基带处理器430做进一步处理，生成原始空间多路复用信号的估计值。

图5A是根据本发明一个实施例的一个利用空间多路复用的基带处理器和多个接收链路子处理器的方框示意图。如图5A所示，基带处理器模块500包括最大比合并器/均衡器(MRC/EQ)信道决策模块514、最大比合并(MRC)模块516、均衡器(EQ)模块518、HSDPA交换机520、解扩频模块522、空间多路复用/分集处理器模块524、宏单元合并器模块526、卷积解码器模块528和涡轮(turbo)解码器模块530。

基带处理器模块500可用于处理多个接收天线R_i的信道实际时变脉冲响应的可变信道估计值 以及例如来自芯片匹配滤波器(CMF)模块的数字基带信号，从而生成一个或多个空间多路复用信号的估计值。该空间多路复用信号的估计值可用在基带处理器模块500中生成例如语音信号和数据信号。

MRC/EQ信道决策模块514可包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于生成信号A1来选择来自MRC模块516的输出或来自EQ模块518的输出。例如，对于高多普勒值来说，在单权重天线系统中用于进行空间多路复用的发射和/或接收天线彼此之间以很高的速度运动，在这种情况下，由于EQ收敛时间较长，MRC模块516的性能要好于EQ模块518。对于高延迟扩频值来说，也应选择MRC模块516。对于高多普勒值来说，应选择较高的导频滤波器带宽值。导频滤波器带宽会影响信道估计值的精确度，并且当多普勒值较低的时候，其应设置得更加平均(滤波)。对于同一多普勒值，MRC模块516和EQ模块518的导频滤波器带宽值也是不同的。对于通过相位旋转使用多天线信道估计值的系统来说，MRC模块516可以产生更好的调制解调器性能。基于接收信号元组(xEQ，nEQ)，最大比合并和均衡信道决策控制模块514可以生成一个均衡器控制信号，用于控制均衡器518的操作。

公共和专用导频信号的解扩频器模块513可以包括适当的电路、逻辑和/或代码，用来使用来自最大比合并器516的接收信号计算发射器输入信号x1，x2，...xn中至少一部分信号的估计值。此外，公共和专用导频信号的解扩频器模块513还可以计算包含在来自最大比合并器516的接收信号中的噪音513a和513b的估计值。噪音成分513a和513b可能是当来自发射器的接收信号在发射器和接收器之间的传输介质上传播时引入的。

最大比合并(MRC)模块516可以包括多个MRC模块，即516a，...516n。时限和信道时变脉冲响应的信道估计值可以基于每个基站提供给MRC模块516。根据本发明的一个实施例，最大比合并模块516可以包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于将从分配的射频信道接收到的各个不同路径的信号相加，并以这种方式实现可达到的最高信噪比(SNR)。可达到的最高信噪比基于最大比合并、最优合并和/或其他规则，并且还与引入到接收信号群集中的每个接收的不同路径信号中的RMS噪音级有关。最大比合并模块516还可以对各个不同路径的信号使用相同的比例常数，在这种情况下，耙式接收器又称为“等增益合并器”。

在本发明的一个实施例中，最大比合并模块516中耙指的分配可以基于来自群集路径处理器模块210的信道估计值h1和h2来确定。最大比合并模块216中使用的比例常数可以基于从群集路径处理器模块210得到的有效信道估计值

和

来确定。

HSDPA交换机520可以包含适当的逻辑、电路和/或代码，用于交换来自MRC模块516或来自EQ模块518的输入数据并将其输出。解扩频模块522可以包括多个解扩频模块522a，...，522n，其中的每一个可以包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于对接收信号进行解扩频，在此前，接收信号已经应用发射器中的正交扩频码进行了扩频。在被称为“符号”的信息信号传输之前，发射器先应用正交扩频码生成一个包含多个切片的信号。DS模块522可以用于生成本地代码，例如Gold码或正交可变扩频因子(OVSF)码，并通过一包含有乘法和累加操作的方法将其应用于接收的信号。在完成对预定量的在其内调制符号的切片的积分之后，便可以实现增益处理。

空间多路复用/分集处理器模块524可以包含多个空间多路复用/分集处理器模块524a，...，524n，每个都可以包含适当的逻辑、电路和/或代码，用于将分级模式下多天线发射的信号进行合并。该分集模式包括开放环路(OL)、闭合环路1(CL1)和闭合环路2(CL2)。根据本发明的一个实施例，分集模式信号可以在单个硬件模块中处理，该硬件模块要求来自MRC模块516的相同接收信号输入。

宏单元合并器模块526可以包含适当的逻辑、电路和/或代码，用于将来自相邻基站的信号进行合并。合并两个或多个长期对数正态信号时可以采用宏观分集方案，这些信号可通过接收自不同基站的两个或多个不同天线的独立衰减路径来获取。该宏观分集方案还可以用于合并两个或多个短期瑞利(Rayleigh)信号，这些信号可通过接收自同一个接收地点的两个或多个不同天线的独立衰减路径来获取。

卷积编码器模块528可包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于依据3GPP规范处理对卷积编码的解码。卷积解码器的输出可以是数字信号，包括适于由语音处理单元处理的语音信息。涡轮解码器模块530可包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于依据3GPP规范处理对涡轮编码的解码。涡轮解码器模块530的输出可以是数字信号，包括适于视频显示处理器使用的数据信息，。

在操作过程中，基带处理器模块500接收来自CMF模块的基带信号。此外，空间多路复用MIMO系统中每个接收天线R_i的信道实际时变脉冲响应的信道估计值

连同计时信息T，可以从一个或多个CPP模块中获得。每个接收天线R_i的信道实际时变脉冲响应的信道估计值

连同计时信息T，可传送给MRC/EQ信道模块514和MRC模块做进一步处理。MRC/EQ信道模块514处理接收到的输入数据，并生成对应的输出信号A1，并将之传送给HSDPA交换机520。HSDPA交换机520可选择来自MRC模块516的输出或者来自EQ模块518的输出以便进行进一步处理。

MRC模块516可以使用信道实际时变脉冲响应的估计值

和计时信息T。MRC模块516随后将出现在数字基带信号中的多路径信号进行合并，并将输出信号传送给HSDPA交换机520。EQ模块518将信道从频率选择性信道转换为平衰减信道，并将其输出发送给HSDPA交换机520。HSDPA交换机520的输出将作为输入发送给解扩频模块522，用于移除发在射器中引入的正交信道化编码，以对来自MRC模块516的估计信号进行解扩频，从而生成最初发射的原始空间多路复用数据x₁，x₂，...，x_n。解扩频模块522的输出将作为输入传送给空间多路复用/分集处理器模块524。

空间多路复用/分集处理器模块524用于对来自分集模式下多个天线的发射信号进行合并，该分集模式包括基于每个基站的开放环路(OL)、闭合环路1(CL1)和闭合环路2(CL2)。例如，分集模式信号可以使用来自MRC模块516的同一接收信号输入进行处理，并可将空间多路复用/分集处理器模块524的输出传送给宏单元合并器模块526。宏单元合并器模块526可实现宏观分集。宏单元合并器模块526生成的输出信号可传送给卷积解码器模块528和涡轮解码器模块530，经它们处理以后将分别生成输出语音信号和输出数据信号。输出的语音信号可传送给语音处理设备，该设备将数字信号转换为模拟信号；输出数据信号被传送给一个处理器，例如数字显示处理器，该设备将信息输出给视频显示设备，例如LCD显示器。

在本发明的一个实施例中，基带处理器模块500可以包括多个接收链路子处理器535到539，分别对应p个接收链路。接收链路子处理器535到539中的每一个都可以实现MRC模块例如MRC模块516，解扩频模块例如解扩频模块522，均衡器模块例如均衡器模块518，和HSDPA交换机例如HSDPA交换机520。

图5B是根据本发明一个实施例的最大比合并(MRC)模块的示意图。如图5B所示，最大比合并(MRC)模块500b可以包括多个加法器502b，...，506b，多个乘法器508b，...，514b，多个延迟模块516b，...，520b。在本发明的一个实施例中，MRC模块500b可以接收来自相应群集路径处理器模块的多个信道估计值h_ik(i＝0，1，...，L-1)。例如，MRC模块500b可以接收来自群集路径处理器的信道实际时变脉冲响应的估计值向量

和 每个估计值向量

和 可包括信道估计值h_ik(i＝0，1，...，L-1)的群集栅格(cluster grid)，其中L表示估计值的群集栅格的宽度，其与信道的延迟扩频有关。

在操作过程中，MRC模块500b可以实现下面的等式： ${\mathrm{mrc}}_k={\mathrm{mrc}}_k=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{L-1-i},{\mathrm{rx}}_{k-i},$ 其中mrc_k是MRC模块500b的输出，h_L-1-i是对应于信道估计值向量

和

的多个信道估计值，rx_k是滤波后的复合输入信号。MRC模块500b可以这种方式将各个不同路径的信号相加，在输出信号mrc_k中实现高信噪比(SNR)。

例如，MRC模块500b可以接收来自芯片匹配滤波器(CMF)的滤波后复合信号rx_k。滤波后复合信号rx_k可包括接收信号的同相(I)和正交(Q)成分。此外，滤波后复合信号rx_k可由源自CPP时基的CPP输出选通脉冲进行选通。信道估计值h_ik(i＝0，1，...L-1)从最后一个h_L-1开始应用于CMF输出rx_k，分别采用乘法器模块508b、…、514b与信道估计值h_L-2、…、h₀一起处理。滤波后复合信号rx_k可由延迟模块516b、…、520b进行连续延迟。延迟模块516b、…、520b的每个延迟输出分别通过乘法器模块508b、…、514b乘以对应的信道估计值h_ik。乘法器模块508b、…、514b的输出通过对应的加法器502b、…、506b相加以生成输出信号mrc_k，从而实现上述的MRC等式。

图6是根据本发明一个实施例的实现信号均衡的方法的流程图。如图6所示，在步骤602，通过M个接收天线接收多个空间多路复用信号。在步骤604，检测接收到的空间多路复用信号内的MIMO数据流，其中每个MIMO数据流对应于一个空间多路输入信号。在步骤606，使用例如M-1个相移器为每个检测的MIMO数据流估算一复相和/或振幅。在步骤608，使用检测的MIMO数据流的估算的复相和/或振幅对至少一个所述接收到的空间多路复用信号的相位和/或振幅进行调整。在步骤610，使用检测的MIMO数据流的估算的复相和/或振幅生成一个或多个发射控制信号。每个发射控制信号可以用于对已经接收到的空间多路复用信号或后来接收到的空间多路复用信号的相位和/或振幅进行调整。

本发明提供了一种在接收器内处理信号的方法和系统。所述方法包括通过M个接收天线例如128₁到128_M接收空间多路复用信号；分离接收到的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流，其中每个MIMO数据流对应一个空间多路复用输入信号；使用M-1个移相器为每个检测的MIMO数据流估算一个复相和振幅；对接收到的空间多路复用信号中的多个MIMO数据流的包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形进行处理，然后对生成的处理后复合波形进行滤波，生成带宽限制在基带带宽的信号；使用该估算的复相和振幅对所述接收到的空间多路复用信号的一个或多个的相位和/或振幅进行调整。

该相位和/或振幅可以进行连续地调整，也可以在不连续的时间间隔内进行调整。所述接收到的空间多路复用信号中的多数据流可以通过至少一个天线例如126₁₁到126_N1或124_1k到124_NK从至少一个发射基站向外发射。所述接收到的空间多路复用信号内的至少一个多数据流的时变脉冲响应的信道估计值随后生成。所述方法可以使用时变脉冲响应的信道估计值来生成发射控制信号。生成的发射控制信号可用于对已经接收到的空间多路复用信号或后来接收到的空间多路复用信号的相位和/或振幅进行调整。该发射控制信号可以通过单权重生成器来生成。

本发明的另一实施例提供了一种机器可读存储器，其内存储有计算机程序，包括至少一个用于在接收器内中处理信号的代码部分，所述代码部分由一机器执行以使该机器执行上述在接收器内处理信号的步骤。

本发明的所述系统包括M个接收天线例如128₁到128_M，接收空间多路复用信号。接收到的空间多路复用信号中的多个多数据流可通过第一处理器进行分离以检测一个或多个MIMO数据流。每个MIMO数据流对应一个空间多路复用输入信号。信道估算器141使用M-1个相移器可以估算每个检测的MIMO数据流的复相和/或振幅。所述接收到的空间多路复用信号中的多个MIMO数据流的包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形可通过一个滤波器进行处理。该滤波器可用来滤波该处理后的复合波形以生成基带带宽限制信号。一个或多个所述接收到的空间多路复用信号的相位和/或振幅可以通过第二处理器使用估算的复相和振幅进行调整。

该相位和/或振幅可以进行连续地调整，也可以在不连续的时间间隔内进行调整。所述接收到的空间多路复用信号中的多数据流可通过至少一个天线例如126₁₁到126_N1或124_1k到124_NK从至少一个发射基站向外发射。所述接收到的空间多路复用信号的多数据流上的一个或多个时变脉冲响应的信道估计值可由一个信道估算器生成。发射控制信号可由一个控制信号生成器使用时变脉冲响应的信道估计值来生成。生成的发射控制信号可以用于对已经接收到的空间多路复用信号或后来接收到的空间多路复用信号的相位和/或振幅进行调整。该发射控制信号可由单权重生成器210生成。

因此，本发明可以通过硬件、软件或硬件和软件的结合来实现。本发明可由至少一个电脑系统内的集中模式来实现，也可由不同元件分散在几个互连的电脑系统中的分散模式来实现。任何一种能够实现本申请中介绍的方法的电脑系统以及其他设备都是可适用的。一种典型的硬件和软件的结合是带有电脑程序的通用电脑系统，该电脑程序被装载和执行时能控制电脑系统实现本申请所述的方法。

本发明还可嵌入包括有能够实现所述方法的各种特征的计算机程序产品中，当该程序加载到计算机系统中时能够实现本申请所述的方法。本文中所述的计算机程序是指，例如，以任何语言、代码或符号表示的一组指令，能够直接使具有信息处理能力的系统执行特定功能，或者经过以下一种或各种处理后使具有信息处理能力的系统执行特定功能：a)转换成另一种语言、代码或符号；b)以不同的材料复制。

本申请已结合一定的实施例对本发明进行了描述，本领域的普通技术人员可知，可以对本发明进行各种改变或等同替换而不脱离本发明的范围。此外，根据本发明的指导进行的各种修改以适应特定的环境或材料也并未脱离本发明的范围。因此，本发明并不限于公开的那些具体实施例，本发明包括落入权利要求范围内的所有实施例。

相关文件

本申请全文引用并要求以下申请的优先权：2004年10月6日申请的美国临时专利申请“用于WCDMA/HSDPA空间多路复用MIMO系统单权重天线系统的方法和系统”，申请号为60/616,949；2005年6月30日申请的美国专利申请“用于WCDMA/HSDPA空间多路复用MIMO系统单权重天线系统的方法和系统”，申请号为11/174,067。

Claims (10)

1、一种在接收器内处理信号的方法，所述方法包括：

通过M个接收天线接收空间多路复用信号；

分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述每个MIMO数据流对应至少一个空间多路复用输入信号；

使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

2、根据权利要求1所述的在接收器内处理信号的方法，其特征在于，所述方法进一步包括处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形。

3、根据权利要求2所述的在接收器内处理信号的方法，其特征在于，所述方法进一步包括对所述处理后的包含有所述同相和正交成分的复合波形进行滤波以生成基带带宽限制信号。

4、根据权利要求1所述的在接收器内处理信号的方法，其特征在于，所述方法进一步包括使用所述估算的复相和振幅调整至少一个所述接收的空间多路复用信号的相位和振幅中的至少一个。

5、根据权利要求4所述的在接收器内处理信号的方法，其特征在于，所述相位和振幅中的至少一个被连续地调整。

6、一种机器可读存储器，其内存储有计算机程序，包括至少一个用于在接收器内处理信号的代码部分，所述至少一个代码部分可由一机器执行以使该机器执行如下步骤：

通过M个接收天线接收空间多路复用信号；

分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述多个MIMO数据流的每一个对应至少一个空间多路复用输入信号；

使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

7、根据权利要求6所述的机器可读存储器，其特征在于，所述机器可读存储器进一步包括有处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形的代码。

8、一种在接收器内处理信号的系统，所述系统包括：

M个接收天线，用于接收空间多路复用信号；

第一处理器，分离所述接收的空间多路复用信号中的多个多数据流以检测多个MIMO数据流中的每一个，其中所述多个MIMO数据流的每一个对应至少一个空间多路复用输入信号；

一个信道估算器，使用M-1个移相器估算所述每一个检测的MIMO数据流的复相和振幅。

9、根据权利要求8所述的在接收器内处理信号的系统，其特征在于，所述系统进一步包括一个滤波器，处理所述接收的空间多路复用信号内所述多个MIMO数据流中包含有同相(I)和正交(Q)成分的复合波形。

10、根据权利要求9所述的在接收器内处理信号的系统，其特征在于，所述滤波器对所述处理后的包含有所述同相和正交成分的复合波形进行滤波以生成基带带宽限制信号。

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